CN105703739B - 数模结合的抗混叠滤波方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种数模结合的抗混叠滤波方法及装置。其中，该方法包括：对第一差频信号中大于采样频率fs/2的信号部分进行滤波，同时对第一差频信号位于通带内的信号部分进行放大，得到低频噪声和第二差频信号；对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波，得到第三差频信号。通过本发明，可以只需通过寄存器对数字滤波部分电路进行不同的参数设置，即可实现对通带频率的修改和对通带增益的调整，从而达到了电路可移植性好、控制精准的效果。

Description

数模结合的抗混叠滤波方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其是涉及一种数模结合的抗混叠滤波方法及装置。

背景技术

近几年来，随着光传输系统的传输速度的提高和容量的增大，传统的光幅度调制方法越来越不能满足DWDM(Dense Wavelength Division Multiplexing，密集波分复用系统)的要求，光相位调制方法越来越受到业界的重视。光相位调制方法可以用光波的多个不同相位来代表不同的数据信号，因此其码元速度相对传统光幅度调制方法大大降低，频谱效率得到了显著的提高。此外，光相位调制相比幅度调制还具有更加优越的色散容限和偏振模色散容限性能，更加适用于大容量、长距离的光传输系统。

在光相位调制系统中，通常采用铌酸锂(LiNbO3)调制器进行相位调制。但是，由于铌酸锂调制器本身的材料特性，使得铌酸锂调制器对温度及应力都比较敏感，在使用的过程中很容易受到器件老化等因素的影响而产生偏置点的漂移，而调制电压是加在偏置点上对光进行调制的，因此，偏置点的漂移必定会影响调制输出光的性能。所以，在RZ-DQPSK调制系统中需要对I、Q偏置点以及相位偏置点实现精准的控制，通过外围控制电路来保证铌酸锂调制器的特性不受外界因素的影响，从而保证其正常的工作。

目前，常用的偏置点控制算法的工作流程如下：在铌酸锂调制器的偏置点电压上外加一定频率的导频信号，然后在输出光信号中采集其中的差频信号，当差频信号消失时，就认为偏置点已经锁定到正确的偏置点上。铌酸锂调制器内部集成光电检测二极管PD，用于对调制器输出的光信号进行背光信号检测，将光信号转换成电流信号，跨阻放大器将得到的电流信号转换为电压信号。然后，将得到的电压信号送到抗混叠滤波电路，最后送到模拟数字转换单元进行采样。为了保证信号采集的质量，必须保证抗混叠滤波电路对差频信号进行有效放大，对噪声进行衰减。

目前，常用的抗混叠滤波电路通常采用模拟电路实现，通过改变电阻和电容值来实现对带通滤波器的通带频率及通带增益进行调整，而在实际的设计中，往往需要采用不同频率的导频信号和不同的采样频率。因此，若采用模拟电路实现，需要更换不同的电阻和电容来改变通带频率，容易造成电路的可移植性差、控制不精准等问题。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种可移植性好、控制精准，无需更换不同的电阻和电容就可以改变通带频率和通带增益的抗混叠滤波电路实现方法。

为了达到上述目的，本发明提供了一种数模结合的抗混叠滤波方法及装置。

根据本发明的一个方面，提供了一种数模结合的抗混叠滤波方法，包括：接收跨阻放大器TZ AMP输出的光电压信号，其中，所述光电压信号是由所述TZ AMP根据光电流信号转换而成的；

采用采样频率f_s对光电压信号进行采样，得到第一差频信号；

对第一差频信号中大于采样频率f_s/2的信号部分进行滤波，得到低频噪声，同时对所述第一差频信号位于通带内的信号部分进行放大，得到第二差频信号；

对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波，得到第三差频信号。

优选地，在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用如下传递函数：

其中，τ₁＝0.01，τ₂＝1.25e^-4。

优选地，在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用双线性变换法：

其中，ts＝1/fs，为采样周期。

根据本发明的另一个方面，还提供了一种数模结合的抗混叠滤波装置，包括：接收单元，用于接收跨阻放大器TZ AMP输出的光电压信号，其中，所述光电压信号是由所述TZAMP根据光电流信号转换而成的；

采样单元，用于采用所述采样频率f_s对光电压信号进行采样，得到第一差频信号；

模拟滤波单元，用于对第一差频信号中大于采样频率f_s/2的信号部分进行滤波，得到低频噪声，同时对所述第一差频信号位于通带内的信号部分进行放大，得到第二差频信号；

数字滤波单元，用于对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波，得到第三差频信号。

优选地，数字滤波单元在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用如下传递函数：

其中，τ₁＝0.01，τ₂＝1.25e^-4。

优选地，数字滤波单元是由2个PI滤波器和1个积分器直接级联组成的带通滤波器。

优选地，数字滤波单元在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用双线性变换法：

其中，ts＝1/fs，为采样周期。

优选地，该装置能够应用在以下类型的铌酸锂LiNbO₃调制器中：集成在光模块中的DATA调制器、或RZ调制器。

与现有技术相比，本发明所述的数模结合的抗混叠滤波方法及装置，采样模拟和数字相结合的滤波电路，无需像现有技术中的模拟电路必须通过更换不同的电阻和电容的方式来改变带通频率和通带增益，只需通过寄存器对数字滤波部分电路进行不同的参数设置，即可实现对通带频率的修改和对通带增益的调整。

附图说明

图1是根据本发明实施例的数模结合的抗混叠滤波方法的流程图；

图2是根据本发明实施例的数模结合的抗混叠滤波装置的结构框图；

图3是根据本发明实施例一个较佳实施方式的数模结合的抗混叠滤波装置的结构框图；

图4是根据本发明优选实施例的抗混叠滤波电路(AAF)的结构示意图；

图5是根据本发明优选实施例的数字滤波电路F(S)的开环波特图；

图6是根据本发明优选实施例的数字滤波电路F(S)的组成结构示意图；

图7是根据本发明优选实施例的模拟滤波电路的开环波特图；

图8是根据本发明优选实施例的抗混叠滤波电路(AAF)的反馈结构示意图；

图9是根据本发明优选实施例的抗混叠滤波电路(AAF)的闭环波特图；

图10是根据本发明优选实施例的数字(DATA)调制器中AAF的实现示意图；

图11是根据本发明优选实施例的RZ调制器中AAF的实现示意图；以及

图12是根据本发明优选实施例的LiNbO₃调制器中AAF的实现示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域的普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在偏置点控制算法的整个工作流程中，从输出光信号中采集差频信号的质量好坏是偏置点能否正常锁定的关键。在RZ-DQPSK模块发送侧的偏置点锁定环路中，采用fs的采样频率对差频信号进行采样，抗混叠滤波器(电路)必须对超过fs/2的信号进行衰减，同时，也需要对通带内的差频信号进行放大，由于恢复出来的差频信号较弱，一般需要对其进行30～100倍的放大，而且，从跨阻放大器得到的电压信号是包含直流分量(不同调制器的直流分量不一样)的，如果直接对电压信号采用带通滤波放大的话，由于直流分量的存在，会导致输出饱和。因此，为适应不同调制器的需求，同时也为了能够灵活地设置低频3dB增益点，本发明提出了一种可以将模拟滤波电路部分和数字滤波电路部分相结合的抗混叠带通滤波电路的实现方式，也就是说，以数字滤波电路代替原来的部分模拟滤波电路，由于数字滤波电路只需要通过寄存器进行不同参数的设置的方式就可以实现对低频3dB增益点的修改，因此，该模拟数字相结合的抗混叠带通滤波电路能够同时实现对通带滤波和通带增益的调整。

本发明实施例提供了一种数模结合的抗混叠滤波方法。图1是根据本发明实施例的数模结合的抗混叠滤波方法的流程图，如图1所示，该方法包括以下步骤(步骤S102-步骤S104)：

步骤S102，对第一差频信号中大于采样频率fs/2的信号部分进行滤波，同时对第一差频信号位于通带内的信号部分进行放大，得到低频噪声和第二差频信号。

步骤S104，对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波，得到第三差频信号。

通过上述各个步骤，可以对第一差频信号进行滤波和放大，同时对低频噪声和直流分量进行衰减，从而得到符合不同调制器需求的第三差频信号。

在本发明实施例中，在执行步骤S102之前，可以先接收跨阻放大器(TZ AMP)输出的光电压信号，其中，光电压信号是由TZ AMP根据光电流信号转换而成的，再采用采样频率fs对光电压信号进行采样，得到第一差频信号。

通过设置采样频率(也称之为后端采用频率)，可以方便对TZ AMP转换的光电压信号进行采样，从而实现对超过fs/2的信号进行衰减，实现可以抗混叠的作用。

在本发明实施例中，在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，可以使用如下传递函数：

其中，τ₁＝0.01，τ₂＝1.25e^-4。

需要说明的是，在实际应用中，对设计什么的数字滤波电路来实现上述数字滤波功能并不作出任何限制，此处所采用的传递函数仅为一个较佳的实施方式，其中，F(S)就是关于参数s的传递函数，τ1＝0.01，τ2＝1.25e-4，参数给出，就是符合传递函数要求的，这种公式非唯一的，满足要求即可。

在本发明实施例中，在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，可以使用双线性变换法：

其中，ts＝1/fs，为采样周期。

使用该双线性变换法的原因在于双线性变换法能够克服多值映射的问题，使得数字滤波电路不再有混叠，其中，F(Z)就是满足

的函数关系，将

带入到上述传递函数中，生成关于针对参数Z的函数F(Z)，由于换算过程中产生系数，故用Ki和kp变量来代替，使其更具有通用性。Ki和Kp在实际运用时可以通过寄存器进行设置。

对应于上述数模结合的抗混叠滤波方法，本发明实施例还提供了一种数模结合的抗混叠滤波装置，用以实现上述数模结合的抗混叠滤波方法。图2是根据本发明实施例的数模结合的抗混叠滤波装置的结构框图，如图2所示，该装置包括：模拟滤波单元10和数字滤波单元20，其中：

模拟滤波单元10，用于对第一差频信号中大于采样频率fs/2的信号部分进行滤波，同时对第一差频信号位于通带内的信号部分进行放大，得到低频噪声和第二差频信号；数字滤波单元20，用于对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波，得到第三差频信号。

在图2所示的数模结合的抗混叠滤波装置的基础上，本发明实施例还提供了另一种数模结合的抗混叠滤波装置。图3是根据本发明实施例一个较佳实施方式的数模结合的抗混叠滤波装置的结构框图，如图3所示，该装置还可以包括：接收单元30和采样单元40，其中：

接收单元30，用于接收跨阻放大器TZ AMP输出的光电压信号，其中，光电压信号是由TZ AMP根据光电流信号转换而成的；采样单元40，用于采用采样频率fs对光电压信号进行采样，得到第一差频信号。

在图2或图3所示的装置中，数字滤波单元在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用如下传递函数：

其中，τ₁＝0.01，τ₂＝1.25e^-4。

其中，数字滤波单元可以是由2个PI滤波器和1个积分器直接级联组成的带通滤波器。

在图2或图3所示的装置中，数字滤波单元在对低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用双线性变换法：

其中，ts＝1/fs，为采样周期。

优选地，该装置可以应用在以下类型的铌酸锂(LiNbO₃)调制器中：集成在光模块中的DATA调制器、或RZ调制器。

当然，在实际应用中并不以此两种调制器为限，还可以应用在能够与光模块共同应用的其它调制器中。

可以看出，上述实施例提供的数模结合的抗混叠滤波装置是一种动态可调的抗混叠滤波器(AAF)控制装置，其实现的抗混叠滤波方法可以通过修改参数设置的方式来改变带通滤波器低频3dB增益点，可以同时实现对不同差频信号的滤波和放大。与传统的方法相比，用数字滤波电路作为反馈电路可以无需在AAF中使用大的隔直电容，且允许有相当大的灵活性设置低频3dB增益点，具有灵活配置、方便实用的特点。

以下结合图4至图12以及优选实施例对上述实施例提供的数模结合的抗混叠滤波方法及装置进行更加详细的描述。

请参照图4(图4是根据本发明优选实施例的抗混叠滤波电路(AAF)的结构示意图)，如图4所示，该AAF可以通过以下两个部分来实现：

(1)数字滤波电路部分

F(s)需要实现带通滤波器功能，因此将VIN_A处的低频噪声及直流分量负反馈到R11处，即可最终实现对低频噪声及直流分量实现衰减。需要说明的是，本优选实施例不对数字滤波电路部分(数字滤波器)的设计方法进行限制，这里优选使用的带通滤波器的传递函数如下：

其中，τ₁＝0.01，τ₂＝1.25e^-4。

为便于理解，请同时参照图5(图5是根据本发明优选实施例的数字滤波电路F(S)的开环波特图)，如图5所示，该数字滤波器能很好地实现带通滤波的功能。由于双线性变换法能克服多值映射问题，使得数字滤波器不再有混叠，所以这里采用双线性变换法，如下所示：

其中，ts＝1/fs，为采样周期；

同时，由于在数字滤波单元中所采用的传递函数较为简单，此处可以采用直接级联的方式对PI滤波器和积分器进行级联即可实现该数字滤波器，将其级联如图6所示(图6是根据本发明优选实施例的数字滤波电路F(S)的组成结构示意图)。

(2)模拟滤波电路部分

请再参照图4所示的模拟滤波电路部分，该模拟滤波电路(模拟滤波器)必须对超过fs/2(fs为后端采样频率)的部分信号进行衰减，实现抗混叠的作用，同时该模拟滤波器需要对通带内的差频信号进行放大，因此，模拟滤波器同样实现了带通滤波放大器的功能。

由于不同调制器对不同差频信号的截止频率的需求并不一样，因此需要根据使用不同调制器的不同应用场景选取相应的电阻及电容，但需要说明的是，本优选实施例并不限制截止频率及通带增益的设置，在这里，本优选实施例提供一些可以供选取的较优的器件参数如下：

R9＝24KΩ、C3＝1000pF、R11＝3.16KΩ、R12＝100KΩ、C5＝470pF、R13＝2KΩ、C6＝10000pF、R14＝6.32KΩ、R11＝3.16KΩ。

图7是根据本发明优选实施例的模拟滤波电路的开环波特图，如图7所示，模拟滤波电路部分是一个带通滤波器，该带通滤波器能够对VTZ处的高频噪声进行很好的衰减，起到了抗混叠的作用，同时能够对通带内的信号进行有效放大。

为了验证本优选实施例提供的AAF的滤波效果，可以对其进行仿真测试：

图8是根据本发明优选实施例的抗混叠滤波电路(AAF)的反馈结构示意图，将以下设计参数代入图8后，进行AAF仿真：

R9＝24KΩ、C3＝1000pF、R11＝3.16KΩ、R12＝100KΩ、C5＝470pF、R13＝2KΩ、C6＝10000pF、R14＝6.32KΩ、R11＝3.16KΩ、τ1＝0.01、τ2＝1.25e-4。

请参照图9(图9是根据本发明优选实施例的抗混叠滤波电路(AAF)的闭环波特图)，从图9中可以看出，该AAF可以通过修改参数设置就可以改变带通滤波器低频3dB的增益点，可以同时满足对不同差频信号的滤波和放大功能的需求。

以下结合图10至图12以及以下三个实施例提供的三种应用场景对本优选实施例的实现过程进行更进一步的说明。

在以下三个实施例中，采用了同样的抗混叠滤波装置(AAF)，该装置主要包括：模拟带通滤波器(即上述模拟滤波单元或模拟滤波电路部分)和数字反馈部分(即上述数字滤波单元或数字滤波电路部分)。请同时参考图10至图12，背光功率检测单元PD管，内置在铌酸锂调制器中，用于感应铌酸锂调制器输出的光信号，并根据输出的光功率转换为对应的监测光电流IPD。跨阻放大器TZ AMP，用于将光电流信号转换成电压信号VTZ，然后将电压信号VTZ送到AAF电路，AAF电路完成对被检测出的信号进行滤波和放大功能。

实施例1

该实施例为应用场景1(AAF已使用在某光模块的DATA调制器中)。

图10是根据本发明优选实施例的数字(DATA)调制器中AAF的实现示意图，如图10所示，在该光模块的数据(DATA)调制器中，主要针对DATA调制器的I路偏置点控制、Q路偏置点控制及第三点控制点偏置点进行控制。由于需要精确控制三个锁定点(I、Q偏置点以及相位偏置点)，在I/Q modulator bias/phase Control中，采用了f1、f2、f3三个不同频率的导频信号进行分时控制，以达到区分不同的锁定点的目的。

在锁定过程中，从DATA调制器内部的PD1中检测出来的光信号也包含三个不同频率f1、f2和f3的差频信号。如图10所示，AAF1主要完成对f1、f2两个差频信号的滤波和放大，以提供给I/Q modulator bias Control使用，最终完成对DATA调制器的I路偏置点和Q路偏置点控制。在设计AAF1时，可以通过修改数字反馈部分(即数字滤波电路部分)的参数，来达到修改抗混叠带通滤波器截止频率的目的，以适应对f1和f2差频信号的滤波放大需求。从PD1检测出来的f3差频信号动态度范围通常非常宽，如图10所示，后级采用对数放大器对此f3差频信号进行放大，然后通过AAF2对f3差频信号进行滤波和放大，可以通过修改AAF2数字反馈部分(即数字滤波电路部分)的参数，来修改抗混叠带通滤波器的截止频率，以完成对f3差频信号的滤波和放大，最终通过phase Control实现对相位偏置点的锁定。

实施例2

该实施例为应用场景2(已使用在某光模块的RZ调制器)中。

图11是根据本发明优选实施例的RZ调制器中AAF的实现示意图，如图11所示，在RZ调制器中，主动针对RZ调制器的偏置点进行控制，在此处采用f4的导频信号，以区别DATA调制器中的三个导频信号。

在锁定过程中，从RZ调制器内部的PD2中检测出来的光信号也包含四个不同频率f1、f2、f3和f4差频信号。同样，需要对RZ调制器的偏置点进行锁定，由于RZ调制器内部的PD2与DATA调制器内部的PD1在一个光路上，当DATA调制器的I路偏置点控制、Q路偏置点控制以及第三点控制点偏置点未锁定时，从RZ调制器内部的PD2中检测出来的差频信号包含四个不同频率f1、f2、f3、f4差频信号，在设计此AAF时，可以通过AAF参数来达到修改抗混叠带通滤波器截至频率的目的，以适应对f4差频信号的滤波放大需求。

实施例3

该实施例为应用场景3(已使用在某光模块的LiNbO3调制器)。

图12是根据本发明优选实施例的LiNbO₃调制器中AAF的实现示意图，如图12所示，由于采用的是LiNbO₃调制器，该调制器的偏置点位置会随着工作温度变化以及器件老化等因素产生漂移，而调制电压是加在偏置点上对光电压进行调制，这要求在该光模块中必须为LiNbO₃调制器提供自适应的偏置点控制方法。在该模块设计中，调制器的偏置点控制环路由FPGA和外围的模拟电路实现。利用FPGA通过DDS(Direct digital synthesis)直接产生500HZ的正弦信号，用于偏置点电路的导频信号，该信号的频率和时延都是在FPGA中进行调整的。同样，可以通过AAF完成差频信号的滤波和放大，来提供给Modulator BaisControl使用，最终完成对偏置点的控制。

综上所述，在铌酸锂调制器的偏置点电压上外加一定频率的导频信号，然后在输出光信号中采集其中的差频信号，以完成对铌酸锂调偏置点控制的应用场景中，均可采用上述实施例或优选实施例提供的抗混叠滤波电路(AAF)实现对不同频率的差频信号的滤波和放大。

通过上述优选实施例，只需通过寄存器进行不同的参数设置，便能对带通滤波器数字控制部分的低频3dB增益点进行修改，并且满足模拟滤波器对高频噪声衰减、对通带内信号进行放大的功能，简化了控制过程且方便实用，提高了电路的可移植性和控制精准性。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种数模结合的抗混叠滤波方法，其特征在于，包括：

接收跨阻放大器TZ AMP输出的光电压信号，其中，所述光电压信号是由所述TZ AMP根据光电流信号转换而成的；

采用采样频率f_s对光电压信号进行采样，得到第一差频信号；

对第一差频信号中大于采样频率f_s/2的信号部分进行滤波，得到低频噪声，同时对所述第一差频信号位于通带内的信号部分进行放大，得到第二差频信号；

对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波，得到第三差频信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用如下传递函数：

其中，τ₁＝0.01，τ₂＝1.25e^-4。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，在对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用双线性变换法：

其中，ts＝1/fs，为采样周期。

4.一种数模结合的抗混叠滤波装置，其特征在于，包括：

接收单元，用于接收跨阻放大器TZ AMP输出的光电压信号，其中，所述光电压信号是由所述TZ AMP根据光电流信号转换而成的；

采样单元，用于采用所述采样频率f_s对光电压信号进行采样，得到第一差频信号；

模拟滤波单元，用于对第一差频信号中大于采样频率f_s/2的信号部分进行滤波，得到低频噪声，同时对所述第一差频信号位于通带内的信号部分进行放大，得到第二差频信号；

数字滤波单元，用于对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波，得到第三差频信号。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述数字滤波单元在对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用如下传递函数：

其中，τ₁＝0.01，τ₂＝1.25e^-4。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述数字滤波单元是由2个PI滤波器和1个积分器直接级联组成的带通滤波器。

7.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述数字滤波单元在对所述低频噪声和光电压信号中的直流分量进行滤波的过程中，使用双线性变换法：

其中，ts＝1/fs，为采样周期。

8.根据权利要求4至7中任一项所述的装置，其特征在于，所述装置能够应用在以下类型的铌酸锂LiNbO₃调制器中：

集成在光模块中的DATA调制器、或RZ调制器。

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