CN105703721A - 放大器电路、射频接收器和移动电信设备 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 26
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 12
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 12
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 11
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 9
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 5
- 230000009471 action Effects 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 3
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 2
- 238000005538 encapsulation Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000002708 enhancing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000004899 motility Effects 0.000 description 1
- 238000005728 strengthening Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
- H03F1/223—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively with MOSFET's
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45183—Long tailed pairs
- H03F3/45188—Non-folded cascode stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/411—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising two power stages
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
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Abstract
本公开涉及放大器电路、射频接收器和移动电信设备。一种放大器电路，包括第一放大器级和第二放大器级，第一放大器级对放大信号的功率做出贡献，第二放大器级对放大信号的功率做出贡献。第一放大器级和第二放大器级共享晶体管。
Description
技术领域
示例涉及放大器电路，例如涉及用于将无线通信信号中接收到的信号进行放大的放大器电路。
背景技术
在无线通信系统中，半导体设备的低噪声性能、高增益、高线性度、低功率消耗和小的面积消耗是期望的或者要求的。具体地，在移动电信设备(例如，移动手持机等等)中，低功率消耗和小面积可能是重要的，这是由于设备或移动电话由电池供电。另外，在无线接收器中，放大器链路内的第一放大器可能被要求尽可能少地产生噪声，同时提供高增益以保证整个放大器链路的低噪声系数。
共源共栅的(cascoded)共源极放大器通常被用作第一放大级，第一放大级本质上由串联的两个晶体管组成，第一晶体管在共源模式中操作并且第二晶体管在共栅模式中操作。共源共栅的共源极放大器在本文也被称为共源共栅电路。共源共栅电路可以提供输出电压，输出电压相对输入到放大器电路中的电压被放大。放大器级可以根据后续级的载荷来提供电压输出或电流输出。
在一些应用中，放大器级的输出应该能够驱动后续的混频器，后续的混频器被用于将接收到的射频信号下混频或下变频到基带信号中。为此，跨导放大器可以被使用，跨导放大器还可以被视为电压控制的电流源。跨导放大器可以例如包括串联连接的两个晶体管，晶体管以互补工艺制成。也就是说，一个晶体管可以是PMOS场效应晶体管(FET)，而另一晶体管可以是NMOS-FET。
为了提供放大器链路内的相当大的增益以及期望的输出特性，不同的放大器类型有时串联或级联连接，需要单独的电源供应和偏置电路以及相当多的半导体面积的单独的放大器可能是不期望的。
发明内容
根据本公开的实施例，提供了一种放大器电路，包括：第一放大器级和第二放大器级，第一放大器级对放大信号的功率做出贡献，第二放大器级对放大信号的功率做出贡献；其中第一放大器级和第二放大器级共享晶体管。
根据本公开的实施例，还提供了一种差分放大器电路，包括：第一放大器电路，该第一放大器电路包括：第一放大器级，该第一放大器级对第一放大信号的功率做出贡献；第二放大器级，该第二放大器级对第一放大信号的功率做出贡献；其中第一放大器级和第二放大器级共享第一晶体管；第二放大器电路，该第二放大器电路包括：第三放大器级，该第三放大器级对第二放大信号的功率做出贡献；第四放大器级，该第四放大器级对第二放大信号的功率做出贡献；其中第三放大器级和第四放大器级共享第二晶体管。
根据本公开的实施例，还提供了一种射频接收器，包括前述的放大器电路或差分放大器电路。
根据本公开的实施例，还提供了一种移动电信设备，包括前述的射频接收器。
根据本公开的实施例，还提供了一种用于生成放大信号的方法，包括：使用第一放大器级内的共享晶体管生成对放大信号的功率的第一贡献；并且使用第二放大器级内的共享晶体管生成对放大信号的功率的第二贡献。
附图说明
下面将仅通过示例的方式、并且参照附图来描述装置和/或方法的一些实施例，其中：
图1示出了具有两个放大器级的放大器电路的示例；
图2示出了具有反相输入放大器的放大器电路的示例；
图3示出了使用共源极配置的NMOS晶体管作为输入放大器的放大器电路的另一示例；
图4示出了从第一放大器级内生成用于驱动第二放大器级的驱动信号的放大器电路的另一示例；
图5示出了具有使用共源极配置的PMOS晶体管作为输入放大器的第一放大器级的放大器电路的另一示例；
图6示出了具有共栅极配置的输入放大器的放大器电路的另一示例；
图7示出了具有两个放大器电路的差分放大器电路的示例；
图8示出了使用电流源来有效地平衡两个放大器电路的差分放大器电路的另一示例；
图9示出了具有单端信号输入的差分放大器电路的另一示例；
图10示出了具有单端信号输入和两个放大器电路内的不同输入放大器配置的差分放大器电路的另一示例；
图11示出了用于生成放大信号的方法的示例的流程图；以及
图12示意性地示出了移动电信设备。
具体实施方式
现在将参考示出了一些示例的附图来更全面地描述各种示例。在附图中，为了清楚起见，可以放大线条、层、和/或区域的厚度。
因此，虽然另外的示例能够具有各种修改和替代形式，但是一些示例通过示例的方式被示出在附图中并且将在这里将被详细描述。然而，应该理解的是，并不旨在将示例限制为所公开的特定形式，相反，另外的示例将覆盖落入本公开的范围内的所有修改、等同物、和替代。贯穿附图的描述，相同的标号指代相同或者相似的元件。
将会理解的是，当元件被称为被“连接”或者“耦合”到另一元件时，该元件可以被直接连接或者耦合到另一元件，或者可以存在介于它们之间的元件。相反，当元件被称为被“直接连接”或者“直接耦合”到另一元件时，不存在介于它们之间的元件。用于描述元件之间的关系的其它术语应该按相似的方式理解(例如，“在...之间”相对于“直接在...之间”、“相邻”相对于“直接相邻”等)。
这里使用的术语仅用于描述特定示例的目的，而不旨在限制另外的示例。如这里所使用的，单数形式“一”、“一个”、以及“该”还旨在包括复数形式，除非上下文中清楚地给出相反指示。还将理解的是，术语“包括”、“包含”、“具有”、和/或“含有”在本文中使用时，指定所给出的特征、整数、步骤、操作、元件、和/或组件的存在，而不排除一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件、和/或其群组的存在或者添加。
除非有相反的定义，否则这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有示例所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。还将理解的是，术语(例如，常用字典中所定义的那些术语)应该被解释为具有与它们在相关技术背景下的含义相一致的含义，而不被解释为理想化的或者过于正式的意义(除非这里明确地这样定义)。
图1示出了放大器电路10的示例的示意图示。放大器电路10包括第一放大器级20和第二放大器级30，第一放大器级20对放大信号的功率做出了贡献并且第二放大器级30对放大信号的功率做出了贡献。第一放大器级20和第二放大器级30共享共享晶体管40以提供它们对放大信号的功率的贡献。
图1中所示的示例使用第一放大器级20内以及第二放大器级30内的共享晶体管40。换句话说，共享晶体管40在第一放大器级20和第二放大器级30之间被共享以同时对这两级的功能做出贡献。因此，与使用串联的第一放大器和第二放大器的级联两级方法相比，该实施例可以允许节省芯片面积。因此，这里所描述的示例可以至少节省一个额外的晶体管和其相关联的芯片面积。另外，第二放大器级30所需的相关联的电源或DC电流路径可以被节省，这是由于第一放大器级20的电源还被用于(再用于)第二放大器级30(由于共享晶体管40通过其在这两个放大器级内的使用合并这两个放大器级)。因此，功率消耗和半导体面积可以同时被节省。
根据一些示例，至少一个共享晶体管40被用于第一放大器级20内的共栅模式和第二放大器级30内的共源模式。以这种方式使用共享晶体管40不仅允许合并放大器级20和30以允许电流重新使用，而且增加放大或增强通过第一放大器级20和第二放大器级30这二者提供的信号的信号特征，还可以增加由放大器电路的示例提供的信号的效率或质量或功率。
根据一些示例，从第一放大器级20发出的信号被用于驱动第二放大器级30，以便基于单个输入信号来提供放大器电路10的输出信号，单个输入信号仅被提供给第一放大器级20。用于同时驱动第二放大器级30的驱动信号在第一放大器级20内被生成或由第一放大器级20提供。只要满足以下条件，则可以例如使用任意的输入放大器配置：驱动第二放大器级30的驱动信号是从第一放大器级中生成或发出的，从而使得第一放大器级20对放大信号的贡献和第二放大器级30对放大信号的贡献同相叠加以确保第一放大器级20以及第二放大器级30确实对放大信号的功率做出贡献，这与贡献互相部分抵消的配置相反。当如上所示从第一放大器级20内发出用于驱动第二放大器级30的输入信号被执行时，可以在第一放大器级20内使用任意的输入放大器配置。例如，可以使用反相输入放大器或非反相放大器以及具有高阻抗的输入放大器或具有低阻抗的输入放大器。由于其高灵活性，具有不同需求的多个应用因此可以从本文所描述的示例的优势中受益。
图2示出了具有反相输入放大器210的放大器电路100的示例。放大器电路100的第一放大器级20包括输入放大器210。输入放大器210进行反相，换言之，输入放大器210的输出相对输入放大器120的输入被反相，输入放大器120的输入通过放大器电路100的输入端120被提供给输入放大器210。反相放大器相当于引入180°相移的放大器。固有反相输入放大器210的一个特定示例将是在共源模式中操作的场效应晶体管。然而，另外的输入放大器乃至集成放大器电路也可以被用作放大器电路100的示例的输入放大器210。放大器电路100的共享晶体管40是N-MOSFET，N-MOSFET的源极被耦合到输入放大器210的输出。在第一放大器级20内，共享晶体管40对应于共栅模式进行操作，这是由于输入信号被提供给共享晶体管40的源极。示例100的第一放大器级20内的共享晶体管40与传统共源共栅电路内在共栅模式中操作的晶体管用于类似的或相同的目的，为第一放大器级20提供高阻抗输出。为此，图2中的示例的第一放大器级20对应于共源共栅级。
从第一放大器级20发出的驱动信号160被用于驱动第二放大器级30。在图2的示例中，用于驱动第二放大器级30的信号从第一放大器级20的输入被发出并且被提供给共享晶体管40的栅极以及第二放大器级30内的第二晶体管310的栅极。第二晶体管310(是P-MOSFET)的源极被耦合到正电源电压，从而使得第二晶体管310在共源极配置中操作并且具有有源负载的功能。在第二放大器级30内，共享晶体管40也在共源模式中操作，这是由于输入信号被提供给共享晶体管的栅极。共源模式的晶体管或FET内在地进行反相，即它的输出或漏极处的信号相对它的栅极处所提供的输入信号被反相。因此，其中用于驱动第二放大器级30与共享晶体管40和第二晶体管310的栅极的信号需要相对输入信号不被反相，以确保共享晶体管40的漏极处的信号和第二晶体管310的漏极处的信号显示相同的相位，以便连贯地叠加。通过使用被提供给输入放大器210来驱动第二放大器级30的信号，可以实现第一放大器级20以及第二放大器级30确实对放大器电路100的输出150处的放大信号的功率做出了贡献。
在另外的可选示例中，共享晶体管40和第二晶体管310可以通过电阻器140自偏置，晶体管140被耦合在第二晶体管310和共享晶体管40的栅极与输出端150之间。这可以允许节省偏置电路，否则可能需要偏置电路，消耗额外的面积并且增加了放大器电路的复杂性。
就结构而言，图2的示例还可以被概述为包括第一放大器级20和第二放大器级30的第一放大器电路100，第一放大器级20和第二放大器级30各自包括串联的两个设备或晶体管。第一放大器级20包括第一晶体管210和共享晶体管40。第一晶体管210被耦合到放大器电路100的输入端120。共享晶体管40被耦合在第一晶体管210和放大器电路100的输出端150之间。第二放大器级30包括第二晶体管310，第二晶体管310被耦合在电源电压和共享晶体管40之间。放大器电路100可以被概述为被配置为接收输入信号并且将该信号放大以便给后续设备提供具有增加的功率的输出信号。例如，后续混频器级可以被连接到放大器电路100的输出端150。
如图1的示例中所示，第一晶体管210的栅极被耦合到输入端120，而第一晶体管210的漏极被耦合到共享晶体管40的源极。第一晶体管210的源极被耦合到地。共享晶体管40的漏极被耦合到输出端150和第二晶体管310的漏极。第二晶体管310的源极被耦合到电源电压。当用虚线表示的可选第一电阻器140不存在时，共享晶体管40和第二晶体管310的栅极可以例如替代地被耦合到单独的相关联的偏置电压电路等。
使用可选电阻器140(用虚线示出)所示出的示例的共享晶体管40和第二晶体管310是自偏置的。这可以例如避免额外的偏置电路，例如共模反馈电路。如图2中所示，该自偏置可以例如被实现，因为第二晶体管310的栅极被耦合到第一节点162，而共享晶体管40的栅极也被耦合到第一节点162。第一节点162经由第一电阻器140被耦合到输出端150。通过自偏置，操作点是自稳定的，减轻了电路复杂性并且提供放大器电路内的较高的动态范围或顶部空间和增强的线性度。
在图2的特定示例中，第一晶体管210是NMOS-FET，共享晶体管40是NMOS-FET并且第三晶体管310是PMOS-FET。然而，根据另外的示例，可以用互补工艺提供本文所述的晶体管。
图3到6中的放大器电路的示例不同于图2的示例，主要在于第一放大器级10内使用了不同的输入放大器，但与共享晶体管40的双重使用有关的基本原理是类似的或相同的。因此，这些示例的下面的描述重点将在于与图2的示例有关的差别，而相同的标号被用于相同的组件或功能。
在图3的示例中，第一晶体管(具体地，NMOS-Fet)被用作第一放大器级20内的输入放大器210。NMOS-Fet在共源极配置中操作，共源极配置内在地进行反相，从而使得输入放大器的输出处的信号相对输入端处的输入信号被反相。因此，用于驱动第二放大器级30的信号的相位要求与图2的示例相同。与图2中类似，驱动第二放大器级30的驱动信号160因此经由耦合电容220从第一放大器级120的输入发出，从而使得用于驱动第二放大器级30的信号相对输入放大器210的输出被反相。
除驱动信号160从构成输入放大器的第一晶体管210的漏极被发出之外，图4的示例与图3的示例相同。为了实现与图3中示例的驱动信号160的相位特征相同的相位特征，反相器170或反相放大器被用于对从第一晶体管210的漏极发出的信号进行反相，以便提供正确的驱动信号160。
图5的示例类似于图3的示例，并且与图3的示例的区别仅在于PMOS-Fet被用作第一放大器级20内的输入放大器210。PMOS-Fet也在共源模式中操作，并且因此驱动信号160的生成或发出与图3中所示的驱动信号160的生成或发出相同。在另外的示例中，还可以像图4中的示例那样执行驱动信号160的生成或发出。
图6的示例是基于图3的示例，并且与图3的示例区别在于共栅模式的NMOS-FET被用作第一放大器级20内的输入放大器210。由于该示例的输入放大器210因此不进行反相，反相器180或反相放大器被呈现为将从形成输入放大器210的NMOS-FET的漏极发出的信号进行反相以提供驱动信号160，从而使得它提供针对被提供给共享晶体管40的源极的信号的所需的反相相位。
虽然之前的图中的示例示出了单端电路，下面的图示公开了包含在差分放大器电路的放大器级之间共享晶体管的概念的差分放大器电路。差分放大器电路主要基于如之前所示的单端放大器电路的并行使用，并且因此相同的标号将随后被用于在单端实现方式中的一个单端实现方式内和在下面的差分放大器电路内的并行放大器电路中的一个并行放大器电路内具有相同或相似功能的组件。
图7的示例是基于对图4中所示的示例的并行使用，并且本质上包括根据图4的示例的并行的两个放大器电路，第一放大器电路100和第二放大器电路1000。图7的差分放大器电路包括第一输入端1010a和第二输入端1010b，第一输入端1010a构成正输入，第二输入端1010b是负输入。同样地，第一输出端1100a是正输出并且第二输出端1100b形成负输出。
基于之前所描述的概念的差分放大器电路通常可以被定义为包括第一放大器电路100和第二放大器电路1000。第一放大器电路100包括第一放大器级20和第二放大器级30，第一放大器级20对第一放大信号的功率做出了贡献并且第二放大器级30对第一放大信号的功率做出了贡献。第一放大器级20和第二放大器级30共享第一共享晶体管40。第二放大器电路1000包括第三放大器级1020和第四放大器级1030，第三放大器级1020对第二放大信号的功率做出了贡献并且第四放大器级1030对第二放大信号的功率做出了贡献。第三放大器级1020和第四放大器级1030共享第二共享晶体管1040。
然而，在差分放大器级的情况下，任何人可以额外地从两个放大器电路100和1000内的反相信号对的同时存在中受益，从而更高效地为放大器电路100和1000中的每个放大器电路的第二放大器级提供驱动信号，并且可能避免引入额外的硬件以提供所需的驱动信号的必要性。在图7中，用于驱动第一放大器电路100的第二放大器级30的第一驱动信号160从第二放大器电路1000的第三放大器级1020中发出。换句话说，第一放大器电路100和第二放大器电路1000是交叉耦合的。更具体地，第一驱动信号160从第三放大器级1020的输入放大器1210的输出中发出，在本示例中，输入放大器1210是共源极配置的NMOS-FET。也就是说，输入放大器1210是反相放大器，并且输入放大器1210的输出处的驱动信号160相对第二输入端1010b处的负输入信号1012b被反相，第二输入端1010b处的负输入信号1012b相对第一输入端1010a处的正输入信号1012a被反相。由于差分输入信号1012a和1012b和输入放大器1210的反相，从输入放大器1210的输出发出的用于驱动第一放大器电路100的第二放大器级30的第一驱动信号160与第一放大器级20的输入放大器210的输出处的信号是反相的，第一放大器级20的输入放大器210的输出处的信号还被用作第二放大器级1000的第四放大器级1030的第二驱动信号。通过两个放大器电路之间所描述的交叉耦合，共享晶体管40和1040的源极和栅极处的信号所需的反相相位被提供而无需额外的电路(例如额外的反相器)。另外，在交叉耦合第一和第二放大器电路100和1000时，与驱动信号从放大器电路100和1000中的每个放大器电路内被发出的替代方法相比，可以增加差分放大器的平衡。
图8的示例对应于图7的示例。然而，替代将输入放大器210和1210的源极直接接地，电流源1300被用于有效地平衡两个放大器电路100和1000，从而使得可以增加输出端1100a和1100b处所提供的差分输出信号的质量。
针对第一和第二驱动信号160和1160的生成或发出，图9的示例对应于图7的示例。然而，图9的示例仅具有一个输入端1010并且通过使用输入放大器210的固有反相特性生成反相信号。为此，输入放大器210的漏极被耦合到第二输入放大器1210的栅极。由于输入放大器210的输出与输入端1010处的信号是反相的，额外地通过图9的示例实现了自动单端差分转换。
换句话说，图9示出了另外将单端输入信号转换为差分输出信号的差分放大器电路的另一示例。图9中所示的放大器电路本质上由两个在图3中所示的放大器电路组成。
图9的差分放大器电路包括另外的放大器电路1000，其包括第三放大器级1020和第四放大器级1030，第三放大器级1020具有第三晶体管1210，第四放大器级1030具有第四晶体管1310。第三放大器级1020和第四放大器级1030共享第二共享晶体管1040。第二共享晶体管1040的栅极被交流(AC)耦合到第一晶体管210的漏极。构成第一放大器级20的输入放大器210的第一晶体管和构成第三放大器级1020的输入放大器1210的第三晶体管在共源极配置中操作。可选栅极电感器1410和源极电感器1420可以被用于同时进行第一晶体管210的噪声和功率匹配。这可以用低电流消耗实现低噪声性能。第一晶体管210的偏置点或操作点可以由偏置电位1430设置，偏置电位1430经由偏置电阻器1440被应用。在共源模式中操作的第一晶体管210内在地进行反相，即，输入端1010处所提供的信号的极性在第一晶体管210的漏极处被翻转或被改变180°。共栅模式的共享晶体管40不改变极性。由于第一晶体管210的漏极被耦合到第三晶体管1210的栅极，第三晶体管1210的漏极处所提供的信号相对第一晶体管210的漏极的信号被反相，从而与输入端1010处的信号输入同相。由于此外共栅模式的第二共享晶体管1040不对信号进行反相，因此在第一输出端1100a和第二输出端1100b处提供互补相位，从而图9的放大器电路进一步将单端信号转换为差分信号。
当将信号传送到芯片或半导体芯片封装中时，单端信号输入可以例如是优选的，这是由于减少了触头或封装球(packageball)的数量。另外，印刷电路板上和封装本身中需要更少的布局空间。这还可以例如以较低的电流消耗和减少的总芯片面积产生较少的自我生成的噪声。在芯片上，差分信号可以是优选的，这是由于改善的动态范围、共模噪声抑制、双倍信号摆幅和固有较低偶数阶谐波。实现如图9的示例中的固有单端差分转换可以避免在印刷电路板(PCB)上使用昂贵的和庞大的外部平衡不平衡转换器(平衡-不平衡)表面贴装(surfacemount)组件。此外从该角度看，将单端输入实现为差分输出转换实现在以下两项中的一者处可以是有利的：实现在接收器内的集成放大器链路内或者实现在集成放大器中的第一级处。
在图9的特定示例中，第一晶体管210的漏极经由耦合电容器被AC耦合到第三晶体管1210的栅极，以允许经由另外的偏置电阻器1460独立设置第三晶体管1210的偏置点或操作点的可能性。第一晶体管210和第三晶体管1210的输出信号被转发到第一和第二共享晶体管40和1040。也就是说，第一晶体管210和第三晶体管1210的漏极端分别被耦合到第一和第二共享晶体管40和1040的源极端。
另外，第一和第二共享晶体管40和1040被交叉耦合，具体地，第二共享晶体管1040的源极经由电容器被耦合到第一共享晶体管40的栅极，并且第一共享晶体管40的源极经由另外的电容器被耦合到第二共享晶体管1040的栅极。交叉耦合两个放大器电路100和1000的共享晶体管可以改善输出端1100a和1100b之间所提供的输出信号的相位和幅度平衡。换句话说，差分放大器电路的示例可以具有提供高信号质量的差分输出信号的能力。
第二和第四晶体管310和1310(PMOS晶体管P1和P2)用作负载。使用晶体管的栅极端和相应的输出端之间所耦合的第一电阻器，晶体管310和40、以及晶体管1310和1040是自偏置的。这可能产生操作点是自稳定的特征，这可以减轻电路复杂性并且改善沿支路的顶部空间，从而改善电路的线性度。在图2的特定示例中，基于电源电压的值、第一晶体管210和第三晶体管1210的栅极-源极电压的值(其定义了沿每个支路(即每个放大器电路100和1100内)的电流和漏极-源极电压)、以及晶体管宽度比，操作点是自稳定的。
在图9的示例中，电流复用的NMOS/PMOS晶体管对40和310以及1040和1310可以被用于将电流驱动到后面的混频器级中，因此提供跨导放大器的特性。另外，每个路径内的所有晶体管或放大器电路100和1000使用相同的DC电流，与针对级联放大器电路需要单独的电流源的现有技术实现方式相比，DC电流可以节省额外的电流源。由于集成单端差分转换，使用庞大的无源片上变压器可以被节省。这进而可以产生显著的芯片面积降低，这在移动应用中可能是特别重要的。
总之，图9的示例使用两个共源极放大器或晶体管，这两个共源极放大器或晶体管的输出信号使用电容器交叉耦合结构被平衡。交叉耦合结构同时用作共源共栅电路，共源共栅电路增加共源极放大器晶体管的增益。交叉耦合结构还用作跨导级，跨导级被用于将电流驱动到后续的无源混频器中，后续的无源混频器可以被连接到输出端1100a和1100b。它还用作电流复用放大器(以节省电流)和用作自偏置负载(以避免共模反馈电路)。同时，可以提供精确的单端差分转换，而无需使用庞大的片上无源变压器，否则可能消耗大的芯片面积。与使用电容器交叉耦合的共源共栅以及无源负载的传统解决方案相比，本文所描述的示例提出共享交叉耦合共源共栅内和跨导级内所使用的单个晶体管，跨导级同时用作PMOS负载。另外，电路通过NMOS和PMOS结构设置它自己的操作点，而无需另外的共模反馈电路，这可以另外引起减少的电路的复杂性和减少的芯片面积和功率消耗。
图10的示例进一步强调使用本文所描述的示例的灵活性在于它示出了差分放大器的示例内甚至不需要输入放大器根据相同操作模式进行操作。虽然第一输入放大器210是在共源模式中操作的NMOS-FET，但第二输入放大器1210是在共栅模式中操作的NMOSFET。针对差分放大器内的输入放大器使用不同的操作模式可以例如用于使差分放大器的示例的输入特性适合几乎任意的实施例。
如本文所描述的放大器电路的示例可以被用在接收器电路中，以供任意的无线传输方案。例如，包括本文所述的放大器电路的射频接收器可以被用在被配置为根据LTE、GSM、蓝牙、无线LAN(WLAN)、FM无线电、60GHz以及全球导航卫星系统(GNSS)接收器进行操作的接收器或移动设备中。另外的用例是用于其它系统的接收器。这些系统的示例可以是另一3GPP标准化移动通信网络或移动通信系统。移动或无线通信系统可以例如对应于以下各项：长期演进(LTE)、高级LTE(LTE-A)、高速分组接入(HSPA)、通用移动电信系统(UMTS)或UMTS陆地无线电接入网络(UTRAN)、演进型UTRAN(e-UTRAN)、全球移动通信系统(GSM)或增强型数据速率GSM演进(EDGE)网络、GSM/EDGE无线电接入网络(GERAN)、或具有不同标准(例如，全球微波接入互操作性(WIMAX)网络IEEE802.16或无线局域网(WLAN)IEEE802.11)的移动通信网络(一般地，正交频分多址(OFDMA)网络、时分多址(TDMA)网络、码分多址(CDMA)网络、宽带CDMA(WCDMA)网络、频分多址(FDMA)网络、空分多址(SDMA)网络等)。接收器系统或调谐电路的另外的示例还可以结合其它无线通信标准或协议(例如，蓝牙、ZIGBEE等)被使用。
图11通过流程图示意性地示出了一种方法的示例。用于生成放大信号的方法包括：使用第一放大器级内的晶体管生成(2010a)对放大信号的功率的第一贡献；并且使用第二放大器级内的同一晶体管生成(2010b)对放大信号的功率的第二贡献。
图11还示出了可选步骤：将第一放大器级的第一贡献与第二放大器级的第二贡献进行叠加(2020)，使得它们同相叠加。
图12示意性地示出了移动电信设备或移动手机3000，其包括射频接收器3200以便处理无线接收到的信号，信号通过移动电信设备3000的天线3100被接收。射频接收器3200在第一放大器级处包括放大器电路3220，同时将单端输入信号转换为差分输出信号，该差分输出信号被输入到射频接收器3200的混频级3240。混频级将所接收的信号下变频或下混频到基带，以供移动电信设备3000内的进一步处理。
示例
示例1是一种放大器电路，包括第一放大器级和第二放大器级，第一放大器级对放大信号的功率做出贡献，第二放大器级对放大信号的功率做出贡献；其中第一放大器级和第二放大器级共享晶体管。
在示例2中，放大器电路可选地被配置为从第一放大器级发出驱动信号以驱动第二放大器级。
在示例3中，示例1或2的晶体管在第一放大器级内被用于共栅模式并且在第二放大器级内被用于共源模式中。
在示例4中，示例1到3中的任一项的第一放大器级可选地包括输入放大器，该输入放大器具有被耦合到共享晶体管的源极的输出。
在示例5中，前述示例中的任一项的输入放大器可选地是反相放大器或非反相放大器。
在示例6中，示例4或5的从第一放大器级被发出的用于驱动第二放大器级的驱动信号相对由输入放大器输出的信号被反相。
在示例7中，在前述示例中的任一项的放大器电路中，第一放大器级对应于共源共栅级；并且第二放大器级对应于跨导级。
在示例8中，前述示例中任一项的放大器电路包括：第一晶体管，该第一晶体管被耦合到放大器电路的输入端，第一晶体管是第一放大器级的一部分；第二晶体管，该第二晶体管被耦合到电源电压，第二晶体管是第二放大器级的一部分；其中，晶体管被耦合在第一晶体管和第二晶体管之间。
在示例9中，其中，示例8的放大器电路的第一晶体管的栅极被耦合到输入端，并且其中第一晶体管的漏极被耦合到共享晶体管的源极。
在示例10中，示例9的放大器电路被配置为从第一晶体管的漏极发出驱动信号以驱动第二放大器级。
在示例11中，示例8到10的共享晶体管的漏极被耦合到放大器级的输出端和第二晶体管的漏极。
在示例12中，示例8到11的共享晶体管和第二晶体管是自偏置的。
在示例13中，在示例9的放大器电路中，第二晶体管的栅极被耦合到第一节点；共享晶体管的栅极被耦合到第一节点；并且第一节点经由第一电阻器被耦合到输出端。
在示例14中，前述示例中任一项的第一晶体管和共享晶体管是N-MOS场效应晶体管，并且其中第三晶体管是P-MOS场效应晶体管。
示例15是一种差分放大器电路，包括：第一放大器电路，该第一放大器电路包括：第一放大器级，该第一放大器级对第一放大信号的功率做出贡献；第二放大器级，该第二放大器级对第一放大信号的功率做出贡献；其中第一放大器级和第二放大器级共享第一晶体管；第二放大器电路，该第二放大器电路包括：第三放大器级，该第三放大器级对第二放大信号的功率做出贡献；第四放大器级，该第四放大器级对第二放大信号的功率做出贡献；其中第三放大器级和第四放大器级共享第二晶体管。
在示例16中，示例15的差分放大器电路的第一放大器电路和第二放大器电路是交叉耦合的。
在示例17中，在示例16的差分放大器电路中，第一放大器电路被配置为从第三放大器级发出第一驱动信号以驱动第二放大器级，并且其中，第二放大器电路被配置为从第一放大器级发出第二驱动信号以驱动第四放大器级。
在示例18中，在示例15到17的差分放大器电路中，第一放大器电路包括：第一晶体管，该第一晶体管被耦合到差分放大器电路的输入端，第一晶体管是第一放大器级的一部分；第二晶体管，该第二晶体管被耦合到电源电压，第二晶体管是第二放大器级的一部分；其中，共享晶体管被耦合在第一放大器级和第二放大器级之间；以及第二放大器电路包括：第三晶体管，该第三晶体管被耦合到差分放大器电路的输入端，第三晶体管是第三放大器级的一部分；第四晶体管，该第四晶体管被耦合到电源电压，第四晶体管是第四放大器级的一部分；其中，第二共享晶体管被耦合在第三放大器级和第四放大器级之间
在示例19中，在示例18的差分放大器电路中，第一晶体管的漏极被耦合到第一共享晶体管的源极；第一共享晶体管的漏极被耦合到输出端和第二晶体管的漏极；第三晶体管的漏极被耦合到第二共享晶体管的源极；并且第二共享晶体管的漏极被耦合到另一输出端和第四晶体管的漏极。
在示例20中，示例19中用于驱动第二放大器级的第一驱动信号从第三晶体管的漏极被发出；并且其中，示例19中用于驱动第四放大器级的第二驱动信号从第一晶体管的漏极被发出。
示例21是一种射频接收器，包括前述示例中任一项的放大器电路或差分放大器电路。
在示例22中，示例21的射频接收器可选地还包括：混频级，该混频级被耦合到放大器电路的输出端。
示例23是一种移动电信设备，包括示例21或22中任一项的射频接收器。
示例24是一种用于生成放大信号的方法，包括：使用第一放大器级内的共享晶体管生成对放大信号的功率的第一贡献；并且使用第二放大器级内的共享晶体管生成对放大信号的功率的第二贡献。
在示例25中，示例24的方法可选地还包括：在共栅模式以及共源模式使用共享晶体管。
在示例26中，示例24或25的方法，还包括：使用从第一放大器级被发出的信号得到第二放大器级的驱动信号。
在示例27中，示例26的方法可选地还包括：得到第二放大器级的驱动信号，从而使得第一放大器级的贡献和第二放大器级的贡献是同相的。
在示例28中，示例27的方法的第二放大器级的驱动信号以其相对第一放大器级的输入放大器的输出信号被反相的方式得到。
在示例29中，示例25到28中任一项的方法还可选地包括：使用针对共享晶体管的共栅极操作模式的输入得到针对共享晶体管的共源极操作模式的输入。
在示例30中，示例29的方法的得到针对共源极操作模式的输入可选地还包括：将180°相移应用到针对共栅模式的输入。
之前的描述和附图仅示出了本公开的原理。因此，应该理解的是，本领域技术人员将能够设计出体现本公开的原理并且被包括在其精神和范围内的各种布置(尽管本文中没有明确描述或者示出)。另外，本文中罗列的所有示例原则上明确旨在仅用于教导的目的以帮助读者理解本公开的原理以及(一个或多个)发明人对改善本技术所贡献的概念，并且将被认为都不对这里具体罗列的示例和条件进行限制。另外，这里的关于本公开的原理、方面、和示例的所有陈述、及其具体示例旨在覆盖其等同物。
包括被标记为“装置”、“用于提供传感器信号的装置”、“用于生成发送信号的装置”等的附图中示出的各种元件的功能可以通过使用诸如“信号提供器”、“信号处理单元”、“处理器”、“控制器”等之类的专用硬件、以及能够结合适当软件执行软件的硬件来提供。另外，这里描述的任何实体可以对应于或者被实现为“一个或多个模块”、“一个或多个设备”、“一个或多个单元”等。当由处理器提供时，功能可以由单个专用处理器、由单个共享处理器、或者由多个单独处理器(其中一些处理器可以被共享)提供。另外，术语“处理器”或者“控制器”的明确使用不应该被认为排他地指代能够执行软件的硬件，而可以暗示地包括但不限于数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、以及非易失性存储设备。其他传统的和/或定制的硬件也可以被包括。
本领域技术人员应该明白，这里的任何框图表示体现本公开的原理的说明性电路的概念视图。类似地，将理解的是，任何流程图、流程示意图、状态变换图、伪码等表示实质上可以被表示在计算机可读介质中并且因此可由计算机或者处理器执行的各种处理(无论这样的计算机或者处理器是否被明确示出)。
另外，下面的权利要求被结合在详细说明中，其中每个权利要求可以单独作为独立的示例。当每个权利要求可以单独作为独立的示例时，要注意的是-尽管从属权利要求可以在权利要求中引用与一个或多个其它权利要求的特定组合-其他示例也可以包括从属权利要求与每个其他从属或者独立权利要求的主题的组合。除非声明具体组合不是希望的组合，否则这些组合在这里被提出。另外，意图将权利要求的特征包括到任何其它独立权利要求中，即使该权利要求不直接从属于该独立权利要求。
另外，要理解的是，说明书或权利要求书中公开的多个动作或功能的公开可以不以特定次序被构造。因此，多个动作或功能的公开不限于特定次序，除非这些动作或功能由于技术原因是不可互换的。另外，在一些示例中，单个动作可以包括或者可以被分解为多个子动作。这些子动作可以被包括在该单个动作中或者是该单个动作的一部分(除非明确排除)。
Claims (30)
1.一种放大器电路(10)，包括：
第一放大器级(20)，该第一放大器级(20)对放大信号的功率做出贡献；
第二放大器级(30)，该第二放大器级(30)对所述放大信号的所述功率做出贡献；
其中，所述第一放大器级(20)和所述第二放大器级(30)共享晶体管(40)。
2.如权利要求1所述的放大器电路(10)，其中，所述放大器电路被配置为从所述第一放大器级(20)发出驱动信号(160)以驱动所述第二放大器级(30)。
3.如权利要求1或2所述的放大器电路(10)，其中，所述晶体管(40)在所述第一放大器级(20)内被用于共栅模式并且在所述第二放大器级(30)内被用于共源模式。
4.如权利要求1所述的放大器电路(10)，其中，所述第一放大器级(20)包括输入放大器(210)，该输入放大器(210)具有被耦合到所述共享晶体管(40)的源极的输出。
5.如权利要求1所述的放大器电路(10)，其中，所述输入放大器(210)是反相放大器或者非反相放大器。
6.如权利要求4或5所述的放大器电路(10)，其中，从所述第一放大器级(20)被发出以驱动所述第二放大器级(30)的所述驱动信号(160)相对由所述输入放大器(210)输出的信号是反相的。
7.如权利要求1所述的放大器电路(10)，其中
所述第一放大器级(20)对应于共源共栅级；并且
所述第二放大器级(30)对应于跨导级。
8.如权利要求1所述的放大器电路(10)，包括：
第一晶体管(210)，该第一晶体管(210)被耦合到所述放大器电路(10)的输入端(120)，所述第一晶体管(210)是所述第一放大器级(20)的一部分；
第二晶体管(310)，该第二晶体管(310)被耦合到电源电压，所述第二晶体管(310)是所述第二放大器级(30)的一部分；其中
所述晶体管(40)被耦合在所述第一晶体管(210)和所述第二晶体管(310)之间。
9.如权利要求8所述的放大器电路(10)，其中所述第一晶体管(210)的栅极被耦合到所述输入端(120)，并且其中所述第一晶体管(210)的漏极被耦合到所述共享晶体管(40)的源极。
10.如权利要求9所述的放大器电路(10)，其中，所述放大器电路被配置为从所述第一晶体管(210)的漏极发出驱动信号(160)以驱动所述第二放大器级(30)。
11.如权利要求8所述的放大器电路(10)，其中，所述共享晶体管(40)的漏极被耦合到放大器级的输出端(150)和所述第二晶体管(310)的漏极。
12.如权利要求8所述的放大器电路(10)，其中，所述共享晶体管(40)和所述第二晶体管(310)是自偏置的。
13.如权利要求9所述的放大器电路(10)，其中
所述第二晶体管(310)的栅极被耦合到第一节点；
所述共享晶体管(40)的栅极被耦合到所述第一节点(162)；并且
所述第一节点(162)经由第一电阻器(140)被耦合到所述输出端(150)。
14.如权利要求8所述的放大器电路(10)，其中所述第一晶体管(210)和所述共享晶体管(40)是N-MOS场效应晶体管，并且其中所述第三晶体管(310)是P-MOS场效应晶体管。
15.一种差分放大器电路，包括：
第一放大器电路(100)，包括：
第一放大器级(20)，该第一放大器级(20)对第一放大信号的功率做出贡献；
第二放大器级(30)，该第二放大器级(30)对所述第一放大信号的所述功率做出贡献；
其中，所述第一放大器级(20)和所述第二放大器级(30)共享第一晶体管(40)；
第二放大器电路(1000)，包括：
第三放大器级(1020)，该第三放大器级(1020)对第二放大信号的功率做出贡献；
第四放大器级(1030)，该第四放大器级(1030)对所述第二放大信号的所述功率做出贡献；
其中，所述第三放大器级(1020)和所述第四放大器级(1030)共享第二晶体管(1040)。
16.如权利要求15所述的差分放大器电路，其中，所述第一放大器电路(100)和所述第二放大器电路(1000)是交叉耦合的。
17.如权利要求16所述的差分放大器电路，其中所述第一放大器电路(100)被配置为从所述第三放大器级(1020)发出第一驱动信号(160)以驱动所述第二放大器级(30)，并且其中所述第二放大器电路(1000)被配置为从所述第一放大器级(20)发出第二驱动信号(1160)以驱动所述第四放大器级(1030)。
18.如权利要求15到17所述的差分放大器电路，其中
所述第一放大器电路(100)包括：
第一晶体管(210)，该第一晶体管(210)被耦合到所述差分放大器电路的输入端(1010a)，所述第一晶体管(210)是所述第一放大器级(20)的一部分；第二晶体管(310)，该第二晶体管(310)被耦合到电源电压，所述第二晶体管(310)是所述第二放大器级(30)的一部分；其中，共享晶体管(40)被耦合在所述第一放大器级(20)和所述第二放大器级(30)之间；并且所述第二放大器电路(1000)包括：
第三晶体管(1210)，该第三晶体管(1210)被耦合到所述差分放大器电路(10；220)的输入端(1010b)，所述第三晶体管(1210)是所述第三放大器级(1030)的一部分；第四晶体管(1310)，该第四晶体管(1310)被耦合到所述电源电压，所述第四晶体管(1310)是所述第四放大器级(1030)的一部分；其中，第二共享晶体管(1040)被耦合在所述第三晶体管(1210)和所述第四晶体管(1310)之间。
19.如权利要求18所述的差分放大器电路，其中
所述第一晶体管(210)的漏极被耦合到第一共享晶体管(40)的源极；
所述第一共享晶体管(40)的漏极被耦合到输出端(1100b)和所述第二晶体管(310)的漏极；
所述第三晶体管(1210)的漏极被耦合到所述第二共享晶体管(1040)的源极；并且
所述第二共享晶体管(1040)的漏极被耦合到另一输出端(1100a)和所述第四晶体管(1310)的漏极。
20.如权利要求19所述的差分放大器电路，其中用于驱动所述第二放大器级(30)的所述第一驱动信号(160)从所述第三晶体管(1210)的漏极被发出；并且
其中用于驱动所述第四放大器级(1030)的另一第二驱动信号(1160)从所述第一晶体管(210)的漏极被发出。
21.一种射频接收器(3200)，包括权利要求1的放大器电路或权利要求15的差分放大器电路。
22.如权利要求21所述的射频接收器(3200)还包括：混频级(3240)，该混频级被耦合到放大器电路的输出端(150；1100a；1100b)。
23.一种移动电信设备(3000)，包括权利要求21的射频接收器。
24.一种用于生成放大信号的方法，包括：
使用第一放大器级(20)内的共享晶体管生成对放大信号的功率的第一贡献(2010a)；以及
使用第二放大器级(30)内的共享晶体管生成对所述放大信号的功率的第二贡献(2010b)。
25.如权利要求24所述的方法，包括：在共栅模式以及共源模式中使用所述共享晶体管。
26.如权利要求24或25所述的方法，还包括：
使用从所述第一放大器级(20)被发出的信号得到用于所述第二放大器级(30)的驱动信号(160)。
27.如权利要求26所述的方法，包括：以使得所述第一放大器级(20)的贡献和所述第二放大器级(30)的贡献是同相的方式来得到用于所述第二放大器级(30)的所述驱动信号(160)。
28.如权利要求27所述的方法，其中，用于所述第二放大器级(30)的所述驱动信号(160)是使得其相对于所述第一放大器级(20)的输入放大器(210)的输出信号被反相的方式得到的。
29.如权利要求25所述的方法，包括：使用针对所述共享晶体管(40)的共栅极操作模式的输入得到针对所述共享晶体管(40)的共源极操作模式的输入。
30.如权利要求29所述的方法，其中，得到针对所述共源极操作模式的输入包括：对针对所述共栅模式的所述输入应用180°相移。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE102014118684.2 | 2014-12-15 | ||
| DE102014118684.2A DE102014118684A1 (de) | 2014-12-15 | 2014-12-15 | Verstärkerschaltung, Radiofrequenz-Empfänger und mobile Telekommunikationsvorrichtung |
| US14/858,088 US9673764B2 (en) | 2014-12-15 | 2015-09-18 | Amplifier circuit, radio frequency receiver and mobile telecommunications device |
| US14/858,088 | 2015-09-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN105703721A true CN105703721A (zh) | 2016-06-22 |
| CN105703721B CN105703721B (zh) | 2019-08-13 |
Family
ID=56112139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201510755643.1A Active CN105703721B (zh) | 2014-12-15 | 2015-11-09 | 放大器电路、射频接收器和移动电信设备 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9673764B2 (zh) |
| CN (1) | CN105703721B (zh) |
| DE (1) | DE102014118684A1 (zh) |
| TW (2) | TWI640158B (zh) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN110729970A (zh) * | 2018-07-16 | 2020-01-24 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 混合差分放大器及其方法 |
| CN111903054A (zh) * | 2018-06-30 | 2020-11-06 | 华为技术有限公司 | 单端转差分放大器和射频接收机 |
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| US10193718B2 (en) * | 2017-01-16 | 2019-01-29 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Method for data modulation in wireless communication system and apparatus for the same |
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-
2014
- 2014-12-15 DE DE102014118684.2A patent/DE102014118684A1/de active Pending
-
2015
- 2015-09-18 US US14/858,088 patent/US9673764B2/en active Active
- 2015-11-09 CN CN201510755643.1A patent/CN105703721B/zh active Active
- 2015-11-11 TW TW106109191A patent/TWI640158B/zh active
- 2015-11-11 TW TW104137182A patent/TWI587627B/zh active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201728076A (zh) | 2017-08-01 |
| CN105703721B (zh) | 2019-08-13 |
| DE102014118684A1 (de) | 2016-06-30 |
| US9673764B2 (en) | 2017-06-06 |
| US20160173035A1 (en) | 2016-06-16 |
| TWI587627B (zh) | 2017-06-11 |
| TWI640158B (zh) | 2018-11-01 |
| TW201631884A (zh) | 2016-09-01 |
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| TR01 | Transfer of patent right | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
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