CN105680854A - 一种锁相环及锁相方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种锁相环及锁相方法，该锁相环包含了Clark变换模块，QSG模块，PNSC模块，同步旋转坐标系PLL模块，HE模块和AFRC模块。该新型的PLL可以精确地运行在电压不平衡、严重的电压谐波和频率变化的情况下。所提出的QSG和AFRC可以准确的检测正序电网电压序列，HE在严重的电网污染的条件下良好的消除谐波，AFRC使得频率自适应快速而且平滑，能够在电网电压同时存在频率波动、不平衡和谐波的情况下，实现PLL；采用突斯汀预变形和增量算法进行离散化的方法，对改进型数字PLL进行数字实现，可以保证电网电压的谐波宽带准确性。

Description

一种锁相环及锁相方法

技术领域

本发明属于电网控制领域，特别涉及一种锁相环及锁相方法。

背景技术

随着电力电子器件的快速发展，它们在电力系统中发挥着越来越重要的作用。在电能传输，电能变换和电能质量的提高中，应用了多种类型的电力电子设备，比如：柔性交流输电系统(FACTS)，不间断电源(UPS)，有源电力滤波器(APF)等。控制这些并网电力变换器最重要的一个方面是和电网电压适当的同步，即需要使用锁相环(PLL)。

正常电网电压条件下，并网逆变器的同步可以通过使用同步旋转坐标系或静止坐标系下的传统PLL算法来实现。如果电网电压发生故障，正序和负序电压之间就会出现耦合效应，此时同步问题不容忽视。现有一些PLL能够在电网电压故障条件下达到精确同步，但也仅能在电网电压不平衡的时候保持良好的动态性能，而在严重的电压谐波和电压频率变化的情况下，同步效果到不到要求。

同步旋转坐标系PLL是最为流行和广泛使用的技术，被用于提取三相系统中电网电压的相位，频率和幅值。从实际输入-输出关系的传递函数来看，传统的同步旋转坐标系PLL就等同于一个一阶自适应复数带通滤波器。现有的许多PLL的结构都是以同步旋转坐标系PLL为基础的，包括双二阶广义积分器PLL，多复系数滤波器PLL和滑动平均滤波器PLL，它们之间既有相关性又存在差别。用双二阶广义积分器构造的新型正序电压检测系统，能够在电网电压不平衡的情况下呈现出快速、准确和频率自适应的响应。多复系数滤波器锁相环的特征在于可以准确快速的从被污染的电网电压中提取正序和负序分量，而且也可以精确的估计谐波分量。滑动平均滤波器锁相环能够在不平衡条件下快速准确的运行，但是其性能会受到电网电压严重污染和频率偏差情况的限制。配有前置滤波器级的同步旋转坐标系PLL的控制参数的设计已经存在系统、简单并且有效的方法，而且适用于不同序列分离技术和同步旋转坐标系PLL的协同工作。然而，这些PLL仅能在一种或几种电网电压故障条件下达到精确同步，无法同时满足所有性能需求。

发明内容

本发明提供了一种锁相环及锁相方法，其目的在于，克服现有技术中双二阶广义PLL中存在的在电网电压同时存在频率波动、不平衡和谐波的情况下，无法实现锁相的问题。

一种锁相环，采用双二阶广义积分器锁相模块，所述的双二阶广义积分器锁相模块包括Clark坐标系变换模块、QSG模块、PNSC模块和SRF-PLL模块；

其中，QSG模块为正交信号发生器，PNSC模块为正负序计算器，SRF-PLL模块为同步旋转坐标系PLL模块；

还包括与双二阶广义积分器锁相模块相连的HE模块和AFRC模块；

所述HE模块为谐波消除模块，所述AFRC模块为参考角频率计算模块；

所述HE模块的输出端与所述SRF-PLL中的PI模块的输出端相连。

同时引入HE模块和AFRC模块，利用AFRC模块实时计算参考角频率，保证了在电网电压同时存在频率波动、不平衡和谐波的情况下，实现电网电压相位跟踪；并且，由于AFRC模块对内部的计数器进行采样数优化计算，从而参考角频率的计算更加精确，使得频率自适应快速而且平滑。

(1)Clark坐标系变换模块

所述Clark坐标系变换模块用于通过Clark坐标变换矩阵T_abc-αβ将三相静止坐标系下的三相电网电压v_a、v_b和v_c变换为两相静止坐标系电压v_α和v_β，变换公式为：

其中，

(2)QSG模块

所述QSG模块包括2个D(s)和2个Q(s)，D(s)和Q(s)均为二阶广义积分器；D(s)和Q(s)的传递函数分别为：

QSG模块的输入量为v_α和v_β，输出量为v_αx、v_αy、v_βx和v_βy；

其中，第一个D(s)和第一个Q(s)的输入量均为v_α，第一个D(s)和第一个Q(s)的输出量分别为v_αx和v_αy；

其中，第二个D(s)和第二个Q(s)的输入量均为v_β，第二个D(s)和第二个Q(s)的输出量分别为v_βx和v_βy；

ω_p是SRF-PLL模块测得的电网电压角频率输出值，k为阻尼因子，s为复自变量，s＝jω，ω代表实时测得的电网电压角频率，是D(s)和Q(s)自变量；

(3)PNSC模块

所述QSG模块输出的两对正交信号传递给PNSC模块，经过PNSC模块后得到所需要的基波正序分量和

所述PNSC模块的特征方程如下：

其中，和为基波负序分量；

(4)SRF-PLL模块

所述SRF-PLL模块用于跟踪电网电压。

所述HE模块采用Q轴6次比例谐振控制器，其传递函数为：

其中，K_PR、K_IR分别是Q轴6次比例谐振控制器的比例和积分系数。

用于消除角频率ω_p和相位θ_p ⁺的谐波。

K_PR＝1，K_IR＝256；

所述AFRC模块用于计算参考角频率ω_r，计算过程如下：

步骤A：利用定时器中断DSP，观测a相电压v_a幅值是否过零点，是否满足条件：

u_a(k-1)<＝0，u_a(k)>＝0

若满足，则令计数值N_temp1＝1，N_temp4＝N_temp2，进入步骤D；否则，进入步骤B；

步骤B：判断a相电压第k-1个采样点和第k个采样点是否满足条件：

u_a(k-1)>0，u_a(k)>0

若满足，则令N_temp1＝N_temp1+1，等待下一次中断；否则，进入步骤C；

步骤C：判断a相电压第k-1个采样点和第k个采样点是否满足条件：

u_a(k-1)>＝0，u_a(k)<＝0

若满足，则令N_temp2＝1，N_temp3＝N_temp1，进入步骤D，否则，令N_temp2＝N_temp2+1，等待下一次中断；

步骤D：计算DSP控制周期内的采样数N_temp(k)：N_temp(k)＝N_temp3+N_temp4；

判断是否满足230＝<N_temp(k)<＝290，若满足，则进入步骤E，进行计数器优化，否则，退出当前中断，且发出警报，整个锁相环停止工作；因为超出这个值就不属于正常电网电压的范围；

步骤E：判断f_s÷N_temp(k)的余数是否为零，若是，则令优化后的采样数为N_cur(k)＝N_temp(k)，进入步骤I；否则，进入步骤F。

步骤F：判断N_temp(k)>＝N_temp(k-1)是否成立，若成立，则进入步骤A的条件判断，直到N_temp(k)>＝N_temp(k-1)不成立时，令N_ref(k)＝N_temp(k)+0.5，继续执行G，否则令N_ref(k)＝N_temp(k)+0.5，继续执行G；

步骤G：判断N_temp(k)与N_ref(k)的大小关系，若N_temp(k)<N_ref(k)，则N_cur(k)＝N_temp(k)+0.5，进入步骤I；否则，进入步骤H；

步骤H：若N_temp(k)>N_ref(k)，则N_cur(k)＝N_temp(k)-0.5，继续执行步骤I；否则，令N_cur(k)＝N_temp(k)，进入步骤I；

步骤I：计算参考角频率ω_r：ω_r＝2πf_s/N_cur(k)，f_s为采样频率，k表示通过定时器进行采样的第k个采样点；

步骤J：返回中断，等待下一次中断，进入步骤A；

其中，N_temp1、N_temp2、N_temp3及N_temp4均为a相电压的采样计数中间变量，N_temp(k)、N_ref(k)及N_cur(k)分别为对a相电压的第k次采样点对应的临时采样次数、参考采样次数及优化后的采样数。

对QSG模块、SRF-PLL模块和HE模块进行离散化，形成数字锁相环。

所述离散化是指采用突斯汀预变形方法进行离散化，且有其中，z为辅助复变量，ω₀是谐振角频率，取值为2×50π＝100π。

所述SRF-PLL模块中阻尼因子k取值为

一种锁相方法，采用上述的锁相环，利用Clark坐标变换模块将三相静止坐标系下的电网电压v_abc变换为两相静止坐标系电压v_α和v_β，所述两相静止坐标系电压v_α和v_β通过QSG模块和PNSC模块，提取出电网电压的FFPS和FFNS分量；接着利用SRF-PLL模块基于电网电压的FFPS和FFNS分量计算电网电压的相位和频率；最后采用HE模块消除电网电压相位和频率的谐波；

其中，SRF-PLL模块使用的参考角频率利用AFRC模块计算获得。

对QSG模块、SRF-PLL模块和HE模块进行离散化处理，获得数字锁相环，进行数字锁相。

有益效果

本发明提出一种锁相环及锁相方法，该锁相环包含了Clark变换模块，正交信号发生器(QSG)模块，正负序计算器(PNSC)模块，同步旋转坐标系PLL模块，谐波消除(HE)模块和参考角频率计算(AFRC)模块。该新型的PLL可以精确地运行在电压不平衡、严重的电压谐波和频率变化的情况下。所提出的QSG和AFRC可以准确的检测正序电网电压序列，HE在严重的电网污染的条件下良好的消除谐波，AFRC使得频率自适应快速而且平滑，能够在电网电压同时存在频率波动、不平衡和谐波的情况下，实现PLL；采用突斯汀预变形和增量算法进行离散化的方法，对改进型数字PLL进行数字实现，可以保证电网电压的谐波宽带准确性。

附图说明

图1为本发明所述的锁相环结构图；

图2为本发明中所提及的参考角频率ω_r计算流程图；

图3为本发明所述锁相环和双二阶广义积分器PLL在四种电网电压故障情况下的仿真结果对比示意图，其中，(a)电压幅值不平衡情况下的结果，(b)电压相位不平衡情况下的结果，(c)电压谐波情况下的结果，(d)电压频率变化情况下的结果。

图4为本发明所述锁相环在同时存在频率波动、不平衡和谐波情况下得到的仿真结果，其中，(a)为仿真条件，(b)为频率f不包含6次和12次谐波并且能够在四个周期后准确跟踪52Hz示意图，(c)为锁定相位示意图，(d)为相位误差Δθ示意图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明做进一步的说明。

一种锁相环，采用双二阶广义积分器锁相模块，所述的双二阶广义积分器锁相模块包括Clark坐标系变换模块、QSG模块、PNSC模块和SRF-PLL模块；

其中，QSG模块为正交信号发生器，PNSC模块为正负序计算器，SRF-PLL模块为同步旋转坐标系PLL模块；

还包括与双二阶广义积分器锁相模块相连的HE模块和AFRC模块；

所述HE模块为谐波消除模块，所述AFRC模块为参考角频率计算模块；

所述HE模块的输出端与所述SRF-PLL中的PI模块的输出端相连。

同时引入HE模块和AFRC模块，利用AFRC模块实时计算参考角频率，保证了在电网电压同时存在频率波动、不平衡和谐波的情况下，实现电网电压相位跟踪；并且，由于AFRC模块对内部的计数器进行采样数优化计算，从而参考角频率的计算更加精确，使得频率自适应快速而且平滑。

(1)Clark坐标系变换模块

所述Clark坐标系变换模块用于通过Clark坐标变换矩阵T_abc-αβ将三相静止坐标系下的三相电网电压v_a、v_b和v_c变换为两相静止坐标系电压v_α和v_β，变换公式为：

其中，

(2)QSG模块

所述QSG模块包括2个D(s)和2个Q(s)，D(s)和Q(s)均为二阶广义积分器；D(s)和Q(s)的传递函数分别为：

QSG模块的输入量为v_α和v_β，输出量为v_αx、v_αy、v_βx和v_βy；

其中，第一个D(s)和第一个Q(s)的输入量均为v_α，第一个D(s)和第一个Q(s)的输出量分别为v_αx和v_αy；

其中，第二个D(s)和第二个Q(s)的输入量均为v_β，第二个D(s)和第二个Q(s)的输出量分别为v_βx和v_βy；

ω_p是SRF-PLL模块测得的电网电压角频率输出值，k为阻尼因子，s为复自变量，s＝jω，ω代表实时测得的电网电压角频率，是D(s)和Q(s)自变量；

(3)PNSC模块

所述QSG模块输出的两对正交信号传递给PNSC模块，经过PNSC模块后得到所需要的基波正序分量和

所述PNSC模块的特征方程如下：

其中，和为基波负序分量；

(4)SRF-PLL模块

所述SRF-PLL模块用于跟踪电网电压。

所述HE模块采用Q轴6次比例谐振控制器，其传递函数为：

其中，K_PR、K_IR分别是Q轴6次比例谐振控制器的比例和积分系数。

用于消除角频率ω_p和相位θ_p ⁺的谐波。

K_PR＝1，K_IR＝256；

所述AFRC模块用于计算参考角频率ω_r，计算过程如下，如图2所示：

步骤A：利用定时器中断DSP，观测a相电压v_a幅值是否过零点，是否满足条件：

u_a(k-1)<＝0，u_a(k)>＝0

若满足，则令计数值N_temp1＝1，N_temp4＝N_temp2，进入步骤D；否则，进入步骤B；

步骤B：判断a相电压第k-1个采样点和第k个采样点是否满足条件：

u_a(k-1)>0，u_a(k)>0

若满足，则令N_temp1＝N_temp1+1，等待下一次中断；否则，进入步骤C；

步骤C：判断a相电压第k-1个采样点和第k个采样点是否满足条件：

u_a(k-1)>＝0，u_a(k)<＝0

若满足，则令N_temp2＝1，N_temp3＝N_temp1，进入步骤D，否则，令N_temp2＝N_temp2+1，等待下一次中断；

步骤D：计算DSP控制周期内的采样数N_temp(k)：N_temp(k)＝N_temp3+N_temp4；

判断是否满足230＝<N_temp(k)<＝290，若满足，则进入步骤E，进行计数器优化，否则，退出当前中断，且发出警报，整个锁相环停止工作，因为超出这个值就不属于正常电网电压的范围；

步骤E：判断f_s÷N_temp(k)的余数是否为零，若是，则令优化后的采样数为N_cur(k)＝N_temp(k)，进入步骤I；否则，进入步骤F。

步骤F：判断N_temp(k)>＝N_temp(k-1)是否成立，若成立，则进入步骤A的条件判断，直到N_temp(k)>＝N_temp(k-1)不成立时，令N_ref(k)＝N_temp(k)+0.5，继续执行G，否则令N_ref(k)＝N_temp(k)+0.5，继续执行G；

步骤G：判断N_temp(k)与N_ref(k)的大小关系，若N_temp(k)<N_ref(k)，则N_cur(k)＝N_temp(k)+0.5，进入步骤I；否则，进入步骤H；

步骤H：若N_temp(k)>N_ref(k)，则N_cur(k)＝N_temp(k)-0.5，继续执行步骤I；否则，令N_cur(k)＝N_temp(k)，进入步骤I；

步骤I：计算参考角频率ω_r：ω_r＝2πf_s/N_cur(k)，f_s为采样频率，k表示通过定时器进行采样的第k个采样点；

步骤J：返回中断，等待下一次中断，进入步骤A；

其中，N_temp1、N_temp2、N_temp3及N_temp4均为a相电压的采样计数中间变量，N_temp(k)、N_ref(k)及N_cur(k)分别为对a相电压的第k次采样点对应的临时采样次数、参考采样次数及优化后的采样数。

对QSG模块、SRF-PLL模块和HE模块进行离散化，形成数字锁相环。

所述离散化是指采用突斯汀预变形方法进行离散化，且有其中，z为辅助复变量，ω₀是谐振角频率，取值为2×50π＝100π。

所述SRF-PLL模块中阻尼因子k取值为

一种锁相方法，采用上述的锁相环，利用Clark坐标变换模块将三相静止坐标系下的电网电压v_abc变换为两相静止坐标系电压v_α和v_β，所述两相静止坐标系电压v_α和v_β通过QSG模块和PNSC模块，提取出电网电压的FFPS和FFNS分量；接着利用SRF-PLL模块基于电网电压的FFPS和FFNS分量计算电网电压的相位和频率；最后采用HE模块消除电网电压相位和频率的谐波；

其中，SRF-PLL模块使用的参考角频率利用AFRC模块计算获得。

对QSG模块、SRF-PLL模块和HE模块进行离散化处理，获得数字锁相环，进行数字锁相。

对锁相环进行离散化后，锁相环中的广义积分器、PI控制器及谐振控制器比例部分的传递函数的Z变换及对应的差分方程如表1所示。

表1改进型数字PLL的数字化描述

在MATLAB/SIMULINK中进行改进型数字PLL和双二阶广义积分器PLL的仿真实验，其中考虑四种电网故障情况：1)电压幅值不平衡情况；2)电压相位不平衡情况；3)电压谐波情况；4)电压频率变化情况。

表2总结了电网故障情况的特点(ω₅₀＝100π,ω₄₅＝90π)。本发明提出的锁相环为改进型数字PLL和双二阶广义积分器PLL的对比仿真结果如图2所示。在0.5秒的时候，电网电压变化。

表2电网故障情况的特点

1)电压幅值不平衡情况

图3(a)是电压幅值不平衡情况的仿真结果。如图3(a)所示，双二阶广义积分器PLL和改进型数字PLL的基波电压有功分量v_d ⁺和基波电压无功分量v_q ⁺几乎是相同的，对比数据详见表3。双二阶广义积分器PLL的频率f和估计相位误差Δθ具有更佳的调节时间(双二阶广义积分器PLL约2个周期和改进型数字PLL约3个周期)。而改进型数字PLL具有更小的超调，也就是说稳定性更好。

表3电压幅值不平衡情况下的仿真结果对比

2)电压相位不平衡情况

图3(b)是电压相位不平衡情况的仿真结果。如图3(b)所示，两种PLL的v_d ⁺和v_q ⁺在0.52秒附近只有一点点差异。而且，双二阶广义积分器PLL与改进型数字PLL的f和Δθ具有相同的调节时间(约2个周期)，对比数据详见表4。改进型数字PLL具有更小的超调尤其是频率f，Δθ在0.51秒处具有更大的超调同时在0.53秒处在具有更小的超调，也就意味着改进型数字PLL的波动更小。

表4电压相位不平衡情况下的仿真结果对比

图3(c)是电压谐波情况的仿真结果。如图3(c)所示，由于HE模块仅在角频率控制环里，两种PLL的v_d ⁺和v_q ⁺都有6次谐波分量。双二阶广义积分器PLL与改进型数字PLL的f和Δθ具有相同的调节时间(约2个周期)，详细对比数据见表5。改进型数字PLL的f和Δθ不包含6次谐波分量。相比较而言，双二阶广义积分器PLL含有变化在±1Hz和±5deg之间的6次谐波分量。

表5电压谐波情况下的仿真结果对比

4)电压频率变化情况

图3(d)是电压频率变化情况的仿真结果。如图3(d)所示，改进型数字PLL的v_d ⁺，v_q ⁺，f和Δθ具有更佳的调节时间(改进型数字PLL约2.5个周期和双二阶广义积分器PLL约4个周期)，详细对比数据见表6所示。在频率变化方面，由于具有AFRC模块，改进型数字PLL的v_q ⁺和Δθ具有同样的超调，v_d ⁺和f具有更小的超调(改进型数字PLL68Hz和双二阶广义积分器PLL74Hz)。另外，可以发现双二阶广义积分器PLL的v_q ⁺和Δθ具有稳态误差(-78V和-20deg)。

表6电压频率变化情况下的仿真结果对比

图4为本发明所述锁相环在同时存在频率波动、不平衡和谐波情况下得到的仿真结果。

仿真条件如图4(a)所示，

图4(b)中频率f不包含6次和12次谐波并且能够在四个周期后准确跟踪52Hz，图4(c)显示PLL能够准确的锁定相位，从图4(d)中可以看出误差Δθ不包含6次和12次谐波并且能在4个周期以后归零。

综上所述，本发明说设计的改进型数字PLL不仅继承了双二阶广义积分器PLL的良好性能，而且还能在引进HE模块和AFRC模块的基础上解决其他电网故障情况下的问题。

Claims (9)

1.一种锁相环，采用双二阶广义积分器锁相模块，所述的双二阶广义积分器锁相模块包括Clark坐标系变换模块、QSG模块、PNSC模块和SRF-PLL模块；

其中，QSG模块为正交信号发生器，PNSC模块为正负序计算器，SRF-PLL模块为同步旋转坐标系PLL模块；

其特征在于，还包括与双二阶广义积分器锁相模块相连的HE模块和AFRC模块；

所述HE模块为谐波消除模块，所述AFRC模块为参考角频率计算模块；

所述HE模块的输出端与所述SRF-PLL中的PI模块的输出端相连。

2.根据权利要求1所述的锁相环，其特征在于：

(1)Clark坐标系变换模块

所述Clark坐标系变换模块用于通过Clark坐标变换矩阵T_abc-αβ将三相静止坐标系下的三相电网电压v_a、v_b和v_c变换为两相静止坐标系电压v_α和v_β，变换公式为： $\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ v_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=T_{abc-\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&beta;}}\left[\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\\ v_c\end{array}\right];$

其中， $T_{abc-\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&beta;}}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right];$

(2)QSG模块

所述QSG模块包括2个D(s)和2个Q(s)，D(s)和Q(s)均为二阶广义积分器；D(s)和Q(s)的传递函数分别为： $D\left(s\right)=\frac{{\mathrm{k\&omega;}}_{p}s}{s^2+{\mathrm{k\&omega;}}_{p}s+{\mathrm{\&omega;}}_p^2},Q\left(s\right)=\frac{{\mathrm{k\&omega;}}_p^2}{s^2+{\mathrm{k\&omega;}}_{p}s+{\mathrm{\&omega;}}_p^2};$

QSG模块的输入量为v_α和v_β，输出量为v_αx、v_αy、v_βx和v_βy；

其中，第一个D(s)和第一个Q(s)的输入量均为v_α，第一个D(s)和第一个Q(s)的输出量分别为v_αx和v_αy；

其中，第二个D(s)和第二个Q(s)的输入量均为v_β，第二个D(s)和第二个Q(s)的输出量分别为v_βx和v_βy；

ω_p是SRF-PLL模块测得的电网电压角频率输出值，k为阻尼因子，s为复自变量，s＝jω，ω代表实时测得的电网电压角频率，是D(s)和Q(s)自变量；

(3)PNSC模块

所述QSG模块输出的两对正交信号传递给PNSC模块，经过PNSC模块后得到所需要的基波正序分量和

所述PNSC模块的特征方程如下：

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&alpha;}1}^{+}\\ v_{\mathrm{\&beta;}1}^{+}\\ v_{\mathrm{\&alpha;}1}^{-}\\ v_{\mathrm{\&beta;}1}^{-}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& -1\\ 0& 1& 1& 0\\ 1& 0& 0& 1\\ 0& -1& 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\&alpha;}x}\\ v_{\mathrm{\&alpha;}y}\\ v_{\mathrm{\&beta;}x}\\ v_{\mathrm{\&beta;}y}\end{array}\right]$

其中，和为基波负序分量；

(4)SRF-PLL模块

所述SRF-PLL模块用于跟踪电网电压。

3.根据权利要求2所述的锁相环，其特征在于，所述HE模块采用Q轴6次比例谐振控制器，其传递函数为：

$G_{PR}=K_{PR}+\frac{K_{IR}s}{s^2+{\left(6{\mathrm{\&omega;}}_p\right)}^2}$

其中，K_PR、K_IR分别是Q轴6次比例谐振控制器的比例和积分系数。

4.根据权利3所述的锁相环，其特征在于，所述AFRC模块用于计算参考角频率ω_r，计算过程如下：

步骤A：利用定时器中断DSP，观测a相电压v_a幅值是否过零点，是否满足条件：

u_a(k-1)<＝0，u_a(k)>＝0

若满足，则令计数值N_temp1＝1，N_temp4＝N_temp2，进入步骤D；否则，进入步骤B；

步骤B：判断a相电压第k-1个采样点和第k个采样点是否满足条件：

u_a(k-1)>0，u_a(k)>0

若满足，则令N_temp1＝N_temp1+1，等待下一次中断；否则，进入步骤C；

步骤C：判断a相电压第k-1个采样点和第k个采样点是否满足条件：

u_a(k-1)>＝0，u_a(k)<＝0

若满足，则令N_temp2＝1，N_temp3＝N_temp1，进入步骤D，否则，令N_temp2＝N_temp2+1，等待下一次中断；

步骤D：计算DSP控制周期内的采样数N_temp(k)：N_temp(k)＝N_temp3+N_temp4；

判断是否满足230＝<N_temp(k)<＝290，若满足，则进入步骤E，进行计数器优化，否则，退出当前中断，且发出警报，整个锁相环停止工作；

步骤E：判断f_s÷N_temp(k)的余数是否为零，若是，则令优化后的采样数为N_cur(k)＝N_temp(k)，进入步骤I；否则，进入步骤F。

步骤F：判断N_temp(k)>＝N_temp(k-1)是否成立，若成立，则进入步骤A的条件判断，直到N_temp(k)>＝N_temp(k-1)不成立时，令N_ref(k)＝N_temp(k)+0.5，继续执行G，否则令N_ref(k)＝N_temp(k)+0.5，继续执行G；

步骤G：判断N_temp(k)与N_ref(k)的大小关系，若N_temp(k)<N_ref(k)，则N_cur(k)＝N_temp(k)+0.5，进入步骤I；否则，进入步骤H；

步骤H：若N_temp(k)>N_ref(k)，则N_cur(k)＝N_temp(k)-0.5，继续执行步骤I；否则，令N_cur(k)＝N_temp(k)，进入步骤I；

步骤I：计算参考角频率ω_r：ω_r＝2πf_s/N_cur(k)，f_s为采样频率，k表示通过定时器进行采样的第k个采样点；

步骤J：返回中断，等待下一次中断，进入步骤A；

其中，N_temp1、N_temp2、N_temp3及N_temp4均为a相电压的采样计数中间变量，N_temp(k)、N_ref(k)及N_cur(k)分别为对a相电压的第k次采样点对应的临时采样次数、参考采样次数及优化后的采样数。

5.根据权利要求1-4任一项所述的锁相环，其特征在于，对QSG模块、SRF-PLL模块和HE模块进行离散化，形成数字锁相环。

6.根据权利要求5所述的锁相环，其特征在于，所述离散化是指采用突斯汀预变形方法进行离散化，且有其中，z为辅助复变量，ω₀是谐振角频率，取值为2×50π＝100π。

7.根据权利要求6所述的锁相环，其特征在于，所述SRF-PLL模块中阻尼因子k取值为

8.一种锁相方法，其特征在于，采用权利要求1-7任一项所述的锁相环，利用Clark坐标变换模块将三相静止坐标系下的电网电压v_abc变换为两相静止坐标系电压v_α和v_β，所述两相静止坐标系电压v_α和v_β通过QSG模块和PNSC模块，提取出电网电压的FFPS和FFNS分量；接着利用SRF-PLL模块基于电网电压的FFPS和FFNS分量计算电网电压的相位和频率；最后采用HE模块消除电网电压相位和频率的谐波；

其中，SRF-PLL模块使用的参考角频率利用AFRC模块计算获得。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，对QSG模块、SRF-PLL模块和HE模块进行离散化处理，获得数字锁相环，进行数字锁相。