CN105659934B - 导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法 - Google Patents
导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法Info
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Abstract
导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法，对Ka频段星间链路发射通道输出和导航卫星系统秒脉冲进行同步A/D采样。接着对发射通道输出采样信号进行数字带通滤波及滤波器群时延校正，然后进行数字混频、数字低通滤波及滤波器群时延校正，得到数字中频调制扩频信号。利用本地伪码发生器生成一个周期的伪随机码基带数据，每隔一整秒截取一定长度的码片，形成本地中频载波调制的数字域扩频信号，并分别与数字中频调制扩频信号进行循环相关，搜索得到最高相关峰值对应的采样点序号。最后，求取秒脉冲信号上升沿采样点序号与最高相关峰值采样点序号之差，乘以采样周期并扣除电缆及衰减器校正时延，得到Ka频段星间链路发射通道绝对时延。<pb pnum="1" />
Description
技术领域
本发明涉及一种导航卫星星间链路发射通道绝对时延的标定方法。
背景技术
在全球卫星导航系统中，维持较高的卫星轨道确定精度和钟差确定精度是确保导航接收终端获得大系统要求的定位或授时精度的关键。通常获得精确轨道和钟差参数需要在全球范围布设大量地面站进行连续观测，目前我国不具备这样的全球性战略地理资源，因此我国在研的全球卫星导航系统将采用星间链路技术，其中一个重要功能是在仅配置国内少数监测站的情况下通过星间链路的精密测量获得轨道上其它弧段的测量信息，从而达到获得精密轨道参数的能力，星间链路精密测量的前提条件之一是需要事先得到星间链路发射通道的绝对时延，星间链路发射通道绝对时延的精密标定是星间链路的精密测量一个关键因素。
我国新一代卫星导航系统星间链路的一个工作频率将要采用Ka频段，目前国内外还没有导航卫星采用Ka频段星间链路先例，没有关于Ka频段星间链路发射通道时延标定方法的文献。由于导航卫星的星间链路发射通道完成从数字基带、扩频等数字信号处理到载波调制、功率放大等微波信号变换的过程，而传统的矢量网络分析仪只能对单载波输入单载波输出的系统进行时延测量，不能用于星间链路发射通道的高精度时延测试。
专利申请号为201010051857.8，名称为《一种导航信号发射通道绝对时延的测试方法》的专利记载了一种用于测量导航卫星民用导航信号发射通道绝对时延的方法，采用了基于过采样技术，采样频率必须高于发射信号最高频率的两倍以上，采样时间长度为一个完整的伪随机码周期。该方法不能用于Ka星间链路的发射通道绝对时延标定，其原因首先是ka星间链路频段高，我国星间链路的频率规划初步定为26.5GHz，要实现两倍以上的A/D采样，即要求A/D采样及时钟电路工作在53GHz以上，在电路上实现困难；其次，星间链路的实施是建立在各导航卫星的时间系统已经得到同步，各卫星的时间基准之间误差在一个小的范围，可以进行长码的直捕，为了确保星间链路测量的高精度、提高测量速度，星间链路的信号体制中伪随机码采用长码，伪随机码周期远远长于民用导航信号的伪随机码周期。美国的GPS卫星，民用导航信号的伪随机码周期为1ms，而GPS星间链路的伪随机码周期为26.2142ms，我国星间链路的伪随机码周期长达数秒，这样可以不需要解调信息来剔除模糊度，完成捕获跟踪就可以完成星间测距，大大提高测量速度。如果仍然采用对一个伪随机码周期采样的方式，则采样数据庞大，高速大容量存储器实现困难，因此该方法不能用于导航卫星Ka频段星间链路的绝对时延标定。
发明内容
本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供了一种占用硬件资源少、测量精度高、实现简便的导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法。
本发明的技术解决方案是：导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法，步骤如下：
(1)对导航系统产生的秒脉冲信号和经衰减后的Ka频段星间链路发射通道的ka频段扩频信号进行同步A/D采样，秒脉冲作为单次采样的触发；
(2)对ka频段扩频信号的采样信号进行FIR数字带通滤波以及带通滤波器群时延校正，然后进行数字混频、FIR数字低通滤波以及低通滤波器群时延校正，得到数字中频调制扩频信号；
(3)利用本地伪码发生器生成一个周期的伪随机码基带数据，从起始点开始每隔一个整秒截取一定长度的码片，并形成样本点数据，样本点数据长度等于步骤(1)中单次A/D采样数据的长度；对所有截取的样本点数据段分别进行本地载波调制，分别生成各截取段的本地中频载波调制的数字域扩频信号；
(4)将步骤(3)得到的各截取段的本地中频载波调制的数字域扩频信号分别与步骤(2)得到的数字中频调制扩频信号进行循环相关处理，搜索各相关峰值及其对应的A/D采样点序号，并找出所有相关峰值中的最高峰值及其对应的A/D采样点序号；
(5)对导航系统产生的秒脉冲信号的采样值进行处理，得到秒脉冲信号上升沿对应的A/D采样点序号作为时延基准点；
(6)求取循环相关最高峰值对应的A/D采样点序号和时延基准点的差值该差值与A/D采样周期的乘积，再减去测试电缆及衰减器的校正时延，即可得到Ka频段星间链路发射通道的绝对时延。
所述步骤(1)中A/D采样频率低于Ka频段星间链路发射信号载波频率。
所述步骤(1)中的A/D采样持续时间长度小于Ka频段星间链路发射伪随机信号的一个伪随机码周期。
本发明与现有技术相比的优点在于：
(1)本发明方法采用数字信号进行处理，数字域滤波器群时延校准，每个采样点的序号是可以明确的，这样信号的处理过程中不存在信号处理时延所引入的测量误差；
(2)本发明方法中对采样的数据进行扩频相关测距时，只需要进行信号的捕获，不需要进行信号跟踪。由于采集的数据长度百μs级，而星间链路发射通道绝对时延为百ns级，两者相差1000以上，单次采样数据中伪码起始点的确定就可以满足星间链路发射通道绝对时延测试要求，不存在整伪码周期时延的模糊；
(3)本发明方法是对星间链路发射通道输出的微波调制信号进行高速微波直接采样，理论的测量精度取决于采样频率，而本发明方法中采样频率不低于10GHz，不考虑电缆和衰减器校正时延精度，采用本方法的测量精度可达0.1ns，测量精度高；
(4)本发明方法对Ka频段信号采用欠采样技术，对A/D转换器、采样时钟和存储器具有可实现性；
(5)由于伪码的良好自相关特性和互相关特性，部分码片的相关技术不影响测量的准确性，而采用部分本地码数据的相关技术，大大降低了运算量，高速存储具有可实现性。
附图说明
图1为本发明方法的原理框图；
图2为通带采样的频谱示意图；
图3为FIR滤波器结构示意图；
图4为FIR滤波器时域冲激响应示意图；
图5为采样率10GHz载波频率为26.5GHz的星间链路发射扩频信号频谱；
图6为图3中中心频率3.5GHz带宽为60MHz的扩频信号频谱图；
图7为图3中中心频率6.5GHz带宽为60MHz的扩频信号频谱图；
图8为中心频率3.5GHz扩频信号带通滤波、下变频后的中频12.7MHz的扩频信号频谱；
图9为第1段本地信号对中频12.7MHz信号进行相关捕获处理的时频二维搜索结果；
图10为第2段本地信号对中频12.7MHz信号进行相关捕获处理的时频二维搜索结果。
具体实施方式
如图1所示，为本发明方法的原理图。本发明方法主要包括高速双通道A/D同步采样和数字域信号处理两大部分。高速双通道A/D对Ka频段星间链路发射通道发射的扩频信号和导航卫星系统的秒脉冲信号进行高速同步采样，随后对采样后的数据进行数字信号处理得到Ka扩频段星间链路发射通道发射的绝对时延。数字域信号处理主要包括数字带通滤波、带通滤波器群时延校正、数字混频、FIR低通滤波、FIR低通滤波群时延校正、各整秒起始的本地中频调制数据样本生成、各样本数据段与发射通道输出信号的中频数字域信号的循环相关、循环相关峰值最高值及对应序号搜索、Ka频段星间链路发射通道伪码起始点确定、时延基准点确定和Ka频段星间链路发射通道绝对时延获取。
(1)首先对Ka频段星间链路发射通道Ka频段扩频信号和导航卫星系统产生的秒脉冲信号进行同步A/D采样，秒脉冲作为单次采样的触发。采样频率低于星间链路发射信号的载波频率。根据通信原理中的通带采样原理，设定带宽为B的带通信号m(t)的频谱为M(ω)，如图2(a)所示，其最高频率为fH，则可以表示为：
fH＝nB+kB，0＜k＜1(1)
式中n是小于fH/B的最大整数；
现在用δT(t)对m(t)采样，采样频率fs选为2B，δT(t)的频谱δT(ω)如图2(b)所示，按照信号处理中的频率卷积定理，就是将带通信号和周期性冲激信号δT(t)相乘时，所得已抽样信号的频谱MS(ω)是将带通信号m(t)的频谱为M(ω)正负频域的两个部分分别沿f的正负方向每隔fs周期性重复，如图2(c)所示，满足M(ω)正负频域的两个部分在采样后不重叠的的最小采样频率fs为：
根据通带采样定理，只要选择合适的采样频率，可以采用低于信号最高频率fH的采用频率进行信号采样。
(2)随后对Ka频段星间链路发射通道输出采样信号采用数字信号处理技术中常用的数字滤波和数字混频技术进行处理。首先，进行数字带通滤波以及带通滤波器群时延校正，然后进行数字混频、FIR数字低通滤波以及低通滤波器群时延校正，得到数字中频调制扩频信号。
本发明中的滤波器群时延校正就是根据FIR数字滤波器的时域冲激响应抽头数，对引入的滤波器群时延进行消除。FIR滤波器的结构如图3所示，其对应的时域冲激响应函数如图4所示，时域冲激响应抽头个数为n，如果n为偶数，群时延校正值为p＝n/2，如果n为奇数，群时延校正值为p＝(n-1)/2，群时延校正就是将滤波器输出的数据向地址变小的方向移位p个地址。例如，FIR滤波器处理前的各样本点数据为s(1)、s(2)、......，其对应的包络为s′(1)、s′(2)、......，经过抽头为n的FIR滤波器滤波处理后，得到的数据为B(1)、......、B(P)、s′(1)、s′(2)、......；经过滤波器群时延校正后，得到数据为s′(1)、s′(2)、......，与滤波处理前信号包络对应。
| 存储地址序号 | 1 | 2 | ...... | P+1 | P+2 | ...... |
| 滤波器前数据 | s(1) | s(2) | ...... | s(P+1) | s(P+2) | |
| 滤波器后数据 | B(1) | B(2) | ...... | s′(1) | s′(2) | ...... |
| 滤波群时延校正后数据 | s′(1) | s′(2) | ...... | s′(P+1) | s′(P+2) | ...... |
(3)利用本地伪码发生器生成一个周期的伪随机码基带数据，从起始点开始每隔一个整秒截取一定长度的码片，并形成样本点数据，数据长度等于单次采样数据长度，对所有截取的数据段分别进行本地载波调制，分别生成各截取段的本地中频载波调制的数字域扩频本地信号；
(4)将各中频载波调制的数字域扩频本地信号分别与Ka频段星间链路发射通道输出样本数据形成的数字中频调制扩频信号进行循环相关处理，搜索各相关峰值和对应采样点序号，在所有循环相关峰值中求取最高峰值及对应的采样点序号；
(5)对秒脉冲信号的采样值进行处理，得到秒脉冲信号上升沿对应的采样点序号作为时延基准点；
(6)循环相关最高峰值及对应采样点序号与时延基准点的差值与采样周期的乘积再减去测试电缆及衰减器校正时延，即可得到Ka频段星间链路发射通道的绝对时延。
本发明方法可能产生的误差因素分析如下：
1、高速A/D参考时钟的准确度。在数据处理中，对A/D两个通道采样点进行差分处理，从而消除了A/D参考时钟的准确度误差，误差仅取决于参考时钟的短期稳定度，假定参考时钟秒稳定度可达1e-10，则1ms的测量数据造成的测量误差为2e-15s，该误差可忽略。
2、测试电缆和衰减器的时延标校误差：采用矢量网络分析器对测试电缆、功分器和衰减器进行时延校准，标校误差小于0.1ns。
3、A/D采样器的时间分辨率误差，该误差量为采样周期，假定采样频率为10GSa/s，每个采样周期为0.1ns，量化误差为0.1ns。
4、考虑到环境温度和测试设备转接头的影响因素，测量误差小于0.1ns。
5、系统的热噪声，本方法可以通过更换衰减器获得最佳的A/D输入电平，从而得到高信噪比的信号，因此，热噪声带来的误差影响可以忽略。
综合上述测量误差分析，总的测试误差小于(0.2ns+A/D采样周期)，即小于0.3ns。
实施例
模拟的星间链路发射通道发射星间链路信号，信号载波频率26.5GHz，星间链路扩频伪随机码码速率为2.046MHz，扩频伪随机码码周期为2s，扩频码一个周期内码片个数为4092000个；
(1)对Ka频段星间链路发射通道ka频段扩频信号和导航卫星系统产生的秒脉冲信号进行A/D采样，采样频率低于星间链路发射信号的载波频率，由于星间链路Ka频段中心频率为26.5GHz，如果采用过采样技术，要求采样频率大于53GHz，这种条件下，A/D器件、采样时钟电路和存储器实现困难，实现代价高，因此这里对Ka频段的星间链路发射信号采用了欠采样技术，选择10GHz采样频率能满足通带采样定理要求，采样的时间长度为1ms；数字域10GHz范围内载波频率26.5GHz带宽2.046MHz扩频信号的频谱如图5所示，从图中可以看到通带采样后，在3×10-26.5＝3.5GHz中心处和26.5-2×10＝6.5GHz中心处均匀扩频信号，中心频率3.5GHz带宽为60MHz的频谱如图6所示，中心频率6.5GHz带宽为60MHz的频谱如图7所示。
(2)通带采样后的星间链路载波调制信号，频域内两个相邻近调制谱中心频率之间相隔3GHz，很容易用数字带通滤波器进行FIR数字带通滤波，这里提取中心频率为3.5GHz的频谱，然后，进行带通滤波的群时延校准。对带通滤波群时延校正后的信号进行数字混频和FIR低通滤波，并进行滤波器的群时延校准，得到载波频率为12.7MHz的中频扩频信号。下变频低通滤波后的中频12.7MHz的扩频信号频谱如图8所示。
(3)生成一个周期的本地伪随机码，长度为4092000，一个周期持续时间为2s。码率为2.046MHz，每个码片的长度为1/2.046μs。采样长度为1ms，包含的码片个数为2046个，在各整秒起始点开始截取两段长度为1ms的伪随机码：
第一段：第1个码片～第2046个码片；
第二段：第2046001个码片～2048046个码片；
(4)对上述的两个码片段，按照采样速率形成基带样本点，然后用中心频率为12.7MHz数字载波分别进行调制，分别形成两段本地中频调制信号。
(5)两段本地中频调制信号分别与输入中频载波调制信号扩频相关捕获，目的是获取实际仿真的扩频信号载波频率与扩频相关捕获算法中的本地载波12.7MHz之间的多普勒频率，第1段本地信号对中频12.7MHz信号进行相关捕获处理的时频二维搜索结果如图9所示；第2段本地信号对中频12.7MHz信号进行相关捕获处理的时频二维搜索结果如图10所示。
(6)第2段二维搜索中搜索相关峰，从而得到各路信号扩频相关处理中的相关峰值对应于该路信号的伪随机码起始点，序号数3472，确定为模拟的Ka频段星间链路发射通道的伪码起始点。采样率10GHz，时延3472个样本点对应的347.2ns，即包含衰减器和测试连接电缆在内的星间链路发射通道的绝对时延为347.2ns。
本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。
Claims (3)
1.导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法，其特征在于步骤如下：
(1)对导航系统产生的秒脉冲信号和经衰减后的Ka频段星间链路发射通道的Ka频段扩频信号进行同步A/D采样，秒脉冲作为单次采样的触发；
(2)对Ka频段扩频信号的采样信号进行FIR数字带通滤波以及带通滤波器群时延校正，然后进行数字混频、FIR数字低通滤波以及低通滤波器群时延校正，得到数字中频调制扩频信号；
(3)利用本地伪码发生器生成一个周期的伪随机码基带数据，从起始点开始每隔一个整秒截取一定长度的码片，并形成样本点数据，样本点数据长度等于步骤(1)中单次A/D采样数据的长度；对所有截取的样本点数据段分别进行本地载波调制，分别生成各截取段的本地中频载波调制的数字域扩频信号；
(4)将步骤(3)得到的各截取段的本地中频载波调制的数字域扩频信号分别与步骤(2)得到的数字中频调制扩频信号进行循环相关处理，搜索各相关峰值及其对应的A/D采样点序号，并找出所有相关峰值中的最高峰值及其对应的A/D采样点序号；
(5)对导航系统产生的秒脉冲信号的采样值进行处理，得到秒脉冲信号上升沿对应的A/D采样点序号作为时延基准点；
(6)求取循环相关最高峰值对应的A/D采样点序号和时延基准点的差值该差值与A/D采样周期的乘积，再减去测试电缆及衰减器的校正时延，即可得到Ka频段星间链路发射通道的绝对时延。
2.根据权利要求1所述的导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法，其特征在于：所述步骤(1)中A/D采样频率低于Ka频段星间链路发射信号的载波频率。
3.根据权利要求1所述的导航卫星Ka频段星间链路发射通道绝对时延标定方法，其特征在于：所述步骤(1)中的A/D采样持续时间长度小于Ka频段星间链路发射伪随机信号的一个伪随机码周期。
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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| CN105659934B true CN105659934B (zh) | 2014-01-22 |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106054589B (zh) * | 2016-07-29 | 2017-11-24 | 中国人民解放军国防科学技术大学 | 一种导航卫星星间链路设备自适应精准时间建立方法 |
| CN108964740A (zh) * | 2018-06-15 | 2018-12-07 | 上海卫星工程研究所 | 一种基于双星绕飞编队的全向星间通信链路 |
| CN106850037B (zh) * | 2016-12-21 | 2019-08-09 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种具有校准收发通道的多通道收发时延实时监测系统及方法 |
| CN112532309A (zh) * | 2020-12-21 | 2021-03-19 | 四川安迪科技实业有限公司 | 适用于简易卫星物联网终端的物理层传输方法及装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106054589B (zh) * | 2016-07-29 | 2017-11-24 | 中国人民解放军国防科学技术大学 | 一种导航卫星星间链路设备自适应精准时间建立方法 |
| CN106850037B (zh) * | 2016-12-21 | 2019-08-09 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种具有校准收发通道的多通道收发时延实时监测系统及方法 |
| CN108964740A (zh) * | 2018-06-15 | 2018-12-07 | 上海卫星工程研究所 | 一种基于双星绕飞编队的全向星间通信链路 |
| CN112532309A (zh) * | 2020-12-21 | 2021-03-19 | 四川安迪科技实业有限公司 | 适用于简易卫星物联网终端的物理层传输方法及装置 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| GR03 | Grant of secret patent right | ||
| DC01 | Secret patent status has been lifted |