CN105629266A - 卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制方法，其首先将阵列接收到的射频信号下变频并转化为数字中频信号，然后选择对角加载量，对A/D转换后的阵列接收的信号的协方差矩阵负对角加载得到一个新的协方差矩阵，最后对其采用最小功率算法，得到在压制式干扰和欺骗式干扰的来波方向上自适应地形成零陷的波束图。本发明不需要知道压制式干扰和欺骗式干扰的数目，也不需要估计二者的来波方向，可以自适应地在干扰的来波方向上形成零陷，达到同时抑制两种干扰的目的。本发明实现简单，可以作为一个独立的抗干扰模块嵌入到接收机中。

Description

卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制方法

技术领域

本发明属于卫星导航抗干扰技术领域，特别是涉及一种卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制方法。

背景技术

全球卫星导航系统(GNSS)能够为全世界各类用户提供全天候、高精度的导航定位信息，但是由于卫星信号极其微弱，因此容易受到各种类型干扰的影响。压制式干扰是一种大功率干扰，这种干扰的存在易使GNSS接收机因无法锁定卫星信号而不能工作。与压制式干扰不同的是，转发式欺骗干扰一方面其功率位于噪声水平之下但仍高于真实卫星信号，另一方面其结构与真实卫星信号结构相同，因此GNSS接收机会毫无意识地锁定在欺骗式干扰上，并基于虚假的信号来计算看似可靠的错误导航定位信息。

目前，利用天线阵列来抑制欺骗式干扰受到了越来越多研究单位和学者的关注。DaneshmandS.提出了一种基于两阵元的天线阵列方法，其通过将两阵元接收到的信号共轭相乘而估计出一个欺骗干扰的来波方向，再利用正交投影的方法来抑制欺骗式干扰。McDowellC.E.提出了一种基于多阵元天线的欺骗式干扰检测和抑制方法，该方法将阵列天线多波束形成与GPS相关器结合，从而达到抑制欺骗式干扰的目的。现在有许多文献都公开了全球卫星导航抗压制式干扰的方法，其中最小功率算法是一种十分有效、简单、易实现的方法。但以上描述的这些方法都只是考虑了一种干扰存在的环境，因此无法保障GNSS的安全应用，因此有必要提出一种联合抑制欺骗式干扰和压制式干扰的方法。

发明内容

为了解决上述问题，本发明的目的在于提供一种卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应联合抑制方法。

为了达到上述目的，本发明提供的一种卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制方法，其特征在于：其包括按顺序进行的下列步骤：

1)将阵列天线接收到的射频信号进行下变频转化为多路数字中频信号；

2)对多路数字中频信号进行计算得到多路数字中频信号的协方差矩阵；选择设定的对角加载量对多路数字中频信号的协方差矩阵进行负对角加载，然后采用最小功率算法计算出加权矢量；

3)将步骤2)中获得的加权矢量与多路数字中频信号进行加权，得到一路加权数字中频信号；

完成卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制。

其中，在步骤3)中，将步骤2)中获得的加权矢量与多路数字中频信号进行加权，具体为：利用步骤2)计算出的加权矢量对多路数字中频信号进行波束形成，使天线方向图在欺骗式干扰和压制式干扰的方向上形成零陷。

本发明所取得的有益效果为：

本发明提供的卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应联合抑制方法是通过负对角加载的过程来提高干扰与噪声的功率比值，那么欺骗式干扰抑制问题就变成了强干扰抑制问题，并且压制式干扰抑制也属于强干扰抑制问题，因此，本发明能够在不需要知道两种干扰的波达方向和数目的条件下自适应地在两种干扰的波达方向上形成零陷，达到同时抑制两种干扰的目的。本发明方法实现简单，并且可以作为一个单独的抗干扰模块嵌入到普通接收机中。

附图说明

图1是本发明方法中自适应权值和传统的最小功率算法对应权值的天线方向图的比较。

图2是未采取本发明方法抑制两种干扰时接收机捕获所有卫星的结果。

图3是仅采取传统的最小功率算法抑制两种干扰时接收机捕获所有卫星的结果。

图4是采取本发明方法抑制两种干扰时接收机捕获所有卫星的结果。

图5是仅采取传统的最小功率算法抑制两种干扰时接收机捕获到的PRN1的峰值的结果。

图6是采取本发明方法抑制两种干扰时接收机捕获到的PRN1的峰值的结果。

图7为本发明提供的卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应联合抑制方法流程图。

具体实施方案

下面结合附图和具体实施例对本发明提供的卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应联合抑制方法进行详细说明。为了方便起见，下面以GPS系统和由M个阵元组成的等距阵列天线为例加以说明。实际上，本发明适用于任意阵列天线，且不需要知道阵列流形信息。

如图7所示，本发明提供的卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制方法，包括以下步骤：

1)将阵列天线接收到的射频信号进行下变频转化为多路数字中频信号；

转发式欺骗干扰信号是利用欺骗干扰机通过接收多个真实卫星信号，然后根据欺骗目的，对这些卫星信号进行延迟和放大，并沿着一个方向转发出去而实施的干扰。因此，转发式欺骗干扰的功率要大于真实卫星信号的功率但低于噪声水平。压制式干扰是一种常见的干扰，其特点就是功率很大，远高于噪声水平。

当卫星导航信号的传播环境中存在压制式干扰和转发式欺骗干扰的时候，GPS接收机阵列天线接收到的中频信号的信号模型为：

$x\left(t\right)=\underset{l=1}{\overset{N_a}{\Σ}}a\left({\mathrm{\θ}}_l\right)s_l^a\left(t\right)\underset{k=1}{\overset{N_s}{\Σ}}b\left({\mathrm{\θ}}_k^s\right)s_k^s\left(t\right)+\underset{j=1}{\overset{J}{\Σ}}b\left({\mathrm{\θ}}_j\right)j_j\left(t\right)+n\left(t\right)---\left(1\right)$

其中，和j_j(t)表示第l个真实卫星信号、第k个转发式欺骗干扰和第j个压制式干扰，(l＝1,...,N_a；k＝1,...,N_s；j＝1,...,J)。上标a和s分别表示真实卫星信号和欺骗式干扰信号。a(θ_l)、和b(θ_j)为真实卫星信号、转发式欺骗干扰和压制式干扰的导向矢量，为了简单起见，本发明给出导向矢量a(θ_l)的详细表达式为：

$a\left({\mathrm{\θ}}_l\right)={\[1,e^{-{\mathrm{j\πsin\θ}}_l},...,e^{-j(M-1){\mathrm{\πsin\θ}}_l}\]}^T---\left(2\right)$

θ_l是真实卫星信号的波达方向，M是阵列天线包含的阵元数目。为了便于更清楚地理解转发式欺骗干扰和真实卫星信号的差异，和的表达式如下：

$s_l^a\left(t\right)=\sqrt{p_l^a}{D}_l^a(t-{\mathrm{\τ}}_l^a)C_l^a(t-{\mathrm{\τ}}_l^a)e^{{\mathrm{j\φ}}_l^a+j2{\mathrm{\πf}}_l^{a}t}---\left(3\right)$

$s_k^s\left(t\right)=\underset{q=1}{\overset{N_K}{\Σ}}\sqrt{p_q^s}{D}_q^s(t-{\mathrm{\τ}}_q^s)C_q^s(t-{\mathrm{\τ}}_q^s)e^{{\mathrm{j\φ}}_q^s+j2{\mathrm{\πf}}_q^{s}t}---\left(4\right)$

D(t)和C(t)分别表示导航电文和测距码(C/A码)，p、τ、φ和f分别表示接收信号的功率、码延时、相位和多普勒频率。如式(4)所示，一个转发式欺骗干扰源是由N_K颗转发的卫星信号构成，其功率虽然高于真实卫星信号但仍位于噪声水平之下，因此可以看作弱干扰信号，而压制式干扰属于强干扰信号。n(t)表示均值为0且方差为σ²的加性高斯白噪声矢量。

2)对多路数字中频信号进行计算得到多路数字中频信号的协方差矩阵；选择设定的对角加载量对多路数字中频信号的协方差矩阵进行负对角加载，然后采用最小功率算法计算出加权矢量；

首先，最小功率算法是一种抑制强干扰的有效方法，假设阵列天线接收的信号只包含真实卫星信号、一个强干扰和噪声部分，那么代价函数表示为：

minw^HRw

(5)

s.t.w^Hs＝1

则：

w＝μR^-1s(6)

其中R为阵列天线接收信号的协方差矩阵R＝E{x(t)x(t)^H}，w为阵列天线的加权矢量，s＝[1,0,...,0]^T，协方差矩阵R经过特征分解后可以用特征矢量来表示：

$R=\underset{i=1}{\overset{M}{\Σ}}{\mathrm{\λ}}_i{u}_i{u}_i^H---\left(7\right)$

特征值满足λ₁≥λ₂≥…≥λ_J＞＞λ_J+1＝…＝λ_M＝σ²，J为强干扰的数目，σ²为加性高斯白噪声的功率，M个特征值对应的特征向量为u_i(i＝1,2,...,M)。因此协方差矩阵的逆矩阵R^-1可以分为两项：

$\begin{array}{c}{R}^{-1}=\underset{i=1}{\overset{J}{\Σ}}\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_i}{u}_i{u}_i^H+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\underset{i=J+1}{\overset{M}{\Σ}}{u}_i{u}_i^H\\ =\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\[\underset{i=J+1}{\overset{M}{\Σ}}{u}_i{u}_i^H+\underset{i=1}{\overset{J}{\Σ}}\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\λ}}_i}{u}_i{u}_i^H\]\\ =\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\[I-\underset{i=1}{\overset{J}{\Σ}}(1-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\λ}}_i})u_i{u}_i^H\]\end{array}---\left(8\right)$

考虑λ₁≥λ₂≥…≥λ_J＞＞σ²，所以式(8)可以简化为:

$R^{-1}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\[I-\underset{i=1}{\overset{J}{\Σ}}{u}_i{u}_i^H\]---\left(9\right)$

由于大特征值对应的特征向量是强干扰的特征向量，因此最小功率算法中对接收信号的协方差矩阵求逆就等效于自适应地抑制掉强压制式干扰信号。

然后，考虑在下阵列天线接收的信号只包含真实卫星信号、一个弱干扰和噪声的情况下最小功率算法对弱干扰有何种影响。定义是弱干扰的功率值，同理对协方差矩阵R特征分解并对特征值和特征向量进行排序，λ₁为弱干扰信号相应的最大特征值λ₂＝…＝λ_M＝σ²，根据式(8)可得：

$R^{-1}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\[I-(1-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\λ}}_1})u_1{u}_1^H\]=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\[I-\frac{1}{1+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{M\σ}}_p^2}}{u}_1{u}_1^H\]---\left(10\right)$

如果 $\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{M\σ}}_p^2}>>1,$ 则：

可以看出仅仅通过对阵列天线接收信号的协方差矩阵求逆不能抑制弱干扰信号，即无法抑制转发式欺骗干扰。

为了达到能够同时抑制欺骗式干扰和压制式干扰的目的，从提高欺骗式干扰与噪声的功率比值的角度考虑，对协方差矩阵引入负对角加载的思想。为了简单起见，假设信号模型为真实卫星信号、一个转发式欺骗干扰和噪声。通常情况下，结合真实卫星信号功率与噪声功率的先验信息来选择一个合适的对角加载量为Fσ²，0≤F＜1，那么，经过负对角加载的协方差矩阵可以表示为：

$\tilde{R}=R-{\mathrm{F\σ}}^{2}I---\left(12\right)$

由于负对角加载不改变特征向量，只改变特征值的大小，的特征值与R的特征值λ_i之间的关系为：

${\widetilde{\mathrm{\λ}}}_i={\mathrm{\λ}}_i-{\mathrm{F\σ}}^2---\left(13\right)$

那么对负对角加载后的协方差矩阵求逆，得：

$\widetilde{R^{-1}}=\frac{1}{(1-F){\mathrm{\σ}}^2}\[I-(1-\frac{(1-F){\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{M\σ}}_p^2+(1-F){\mathrm{\σ}}^2})u_1{u}_1^H\]$

$=\frac{1}{(1-F){\mathrm{\σ}}^2}\[I-(1-\frac{1}{1+\frac{{\mathrm{M\σ}}_p^2}{(1-F){\mathrm{\σ}}^2}})u_1{u}_1^H\]---\left(14\right)$

观察式(14)可以发现，合适的对角加载量满足这意味着负对角加载技术可大大减小噪声功率，相当于提高了转发式欺骗干扰的功率，此时的单个欺骗式干扰等效为单个强干扰源，则：

$\widetilde{R^{-1}}=\frac{1}{(1-F){\mathrm{\σ}}^2}\[I-u_1{u}_1^H\]---\left(15\right)$

最终加值矢量表示为：

$w=\mathrm{\μ}\widetilde{R^{-1}}s---\left(16\right)$

此时的基于负对角加载的最小功率算法就具有了抑制转发式欺骗干扰的能力。以上给出的是单个转发式欺骗干扰源存在时的算法分析过程，不难想象，如果存在多个欺骗式干扰源和压制式干扰，采用基于负对角加载的功率倒置算法仍然可以有效地抑制所有干扰信号。

3)将步骤2)中获得的加权矢量与多路数字中频信号进行加权，得到一路加权数字中频信号；

在步骤3)中，将步骤2)中获得的加权矢量与多路数字中频信号进行加权，具体为：利用步骤2)计算出的加权矢量对多路数字中频信号进行波束形成，使天线方向图在欺骗式干扰和压制式干扰的方向上形成零陷。

图1是本发明方法中自适应权值和传统的最小功率算法对应权值的天线方向图的比较。在本实例中，选择阵元数为5的均匀线阵，阵元间距等于信号波长的一半，采样频率等于5.714MHz,四个GPS真实卫星信号PRN1、PRN2、PRN22和PRN25分别从-5°、-20°、-35°和-50°的方向入射，信噪比为-20dB；一个转发式欺骗干扰是由星号为PRN1、PRN2、PRN3、PRN6、PRN14和PRN20的卫星转发而成，入射角度为30°，其中每个卫星的信噪比是-18dB，相当于转发式欺骗干扰的功率与噪声的功率比值是-10dB；一个压制式干扰从10°的方向入射到阵列上，压制式干扰与噪声的功率比值为40dB。图1中虚曲线和实曲线分别表示的是最小功率算法和本发明方法的方向图，两条垂直虚线指向干扰的波达方向，可以看出本发明方法(F＝0.94)可以在欺骗干扰和压制式干扰方向形成零陷。

图2是未采用本发明方法抑制两种干扰时接收机捕获所有卫星的结果，本实例中的天线阵列、真实卫星信号和干扰的各种信息与图1对应的实例相同。可以看出，GPS接收机不能捕获到任何卫星信号，这是由于压制式干扰的存在。

图3是仅采取传统的最小功率算法抑制两种干扰时接收机捕获所有卫星的结果，本实例中的天线阵列、真实卫星信号和干扰的各种信息与图1对应的实例相同。可以看出，压制式干扰被成功地抑制掉，但是欺骗式干扰依然存在，例如星号为PRN3的欺骗卫星信号被接收机捕获，实际上，GPS接收机捕获到的所有卫星均是转发式欺骗干扰中的卫星信号。

图4是采取本发明方法(F＝0.94)抑制两种干扰时接收机捕获所有卫星的结果，本实例中的天线阵列、真实卫星信号和干扰的各种信息与图1对应的实例相同。可以看出，压制式干扰和欺骗式干扰均被抑制掉，GPS接收机捕获到的所有卫星信号均为真实卫星信号。

图5是仅采取传统的最小功率算法抑制两种干扰时接收机捕获到的PRN1的峰值的结果，本实例中的天线阵列、真实卫星信号和干扰的各种信息与图1对应的实例相同。可以看出，最小功率算法可以成功抑制压制式干扰，但是对于星号为PRN1的卫星来说，有两个相关峰值存在，一个是欺骗卫星信号对应的峰值，另一个是真实卫星信号对应的峰值，由于欺骗式卫星信号对应的峰值更大一些，因此普通GPS接收机最终捕获的是转发式欺骗干扰中的卫星信号对应的峰，即最小功率算法不能将欺骗式干扰抑制掉。

图6是采取本发明方法(F＝0.94)抑制两种干扰时接收机捕获到的PRN1的峰值的结果，本实例中的天线阵列、真实卫星信号和干扰的各种信息与图1对应的实例相同。可以看出只有真实卫星信号对应的峰值存在，欺骗卫星信号对应的峰值已经消失。

Claims (2)

1.一种卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制方法，其特征在于：其包括按顺序进行的下列步骤：

1)将阵列天线接收到的射频信号进行下变频转化为多路数字中频信号；

2)对多路数字中频信号进行计算得到多路数字中频信号的协方差矩阵；选择设定的对角加载量对多路数字中频信号的协方差矩阵进行负对角加载，然后采用最小功率算法计算出加权矢量；

3)将步骤2)中获得的加权矢量与多路数字中频信号进行加权，得到一路加权数字中频信号；

完成卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应的联合抑制。

2.根据权利要求1所述的卫星导航欺骗式和压制式干扰盲自适应联合抑制方法，其特征在于：在步骤3)中，将步骤2)中获得的加权矢量与多路数字中频信号进行加权，具体为：利用步骤2)计算出的加权矢量对多路数字中频信号进行波束形成，使天线方向图在欺骗式干扰和压制式干扰的方向上形成零陷。