CN105577002A

CN105577002A - 反激式开关电源同步整流电路

Info

Publication number: CN105577002A
Application number: CN201410544449.4A
Authority: CN
Inventors: 黄生林
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2014-10-15
Filing date: 2014-10-15
Publication date: 2016-05-11

Abstract

本发明所述反激式开关电源同步整流电路，由变压器、电流互感器、同步整流管和同步整流管控制电路组成，所述变压器由二次侧绕组和辅助绕组组成，所述二次侧绕组起点和终点分别与电流互感器初级绕组起点和次级绕组终点连接，所述电流互感器初级绕组的终点与同步整流管漏极连接，同步整流管的源极和衬底接地；所述同步整流管控制电路包括第一驱动三极管和第二驱动三极管，所述第二驱动三极管的发射极和集电极之间还并联有第一电容。本发明所述反激式开关电源同步整流电路具有如下特点：1）可以广泛适用于各种输出电压。2）电路结构和原理较为简单。3）驱动损耗小，效率高。4）电路确定性好。

Description

反激式开关电源同步整流电路

技术领域

本发明涉及电子电路领域，具体地，涉及一种反激式开关电源同步整流电路。

背景技术

随着大功率白光LED技术的发展，照明产业开始面临新的机遇与挑战。LED越来越多地被应用于通用照明领域，道路照明则是其中一个极具潜力的重要应用领域。由于LED本身所特有的长寿命、潜在的高光效的特征，设计一款能够充分发挥此特征的高效率恒流驱动电源则显得尤为重要。

在一般的反激式开关电源中，二次侧的整流二极管损耗也是电源效率的重要影响因素之一，可以通过选用低导通压降的肖特基二极管来缓解这个问题。但一方面，这种改良对性能的影响并不是非常显着；另一方面，在本应用中，输出电压较高，而肖特基二极管的反向耐压一般较低，难以满足要求。

比较好的方法就是采用同步整流技术，用导通电阻低的Mos管替代传统的整流二极管。同步整流按照工作方式可以分为外驱型和自驱型，按工作原理分，又可以分为电压型驱动、电流型驱动和谐振型驱动等。这些同步整流方式各具特点，但也各有不足。但由于将Mos管的门极驱动电压钳位在输出电压，而门极击穿电压较低，因此只适用于较低输出电压的情况。

发明内容

为克服现有的同步整流技术在驱动MOS管时只适用于输出电压较低应用情况的技术缺陷，本发明公开了一种反激式开关电源同步整流电路。

本发明所述反激式开关电源同步整流电路，由变压器、电流互感器、同步整流管和同步整流管控制电路组成，所述变压器由二次侧绕组和辅助绕组组成，所述二次侧绕组起点和终点分别与电流互感器初级绕组起点和次级绕组终点连接，所述电流互感器初级绕组的终点与同步整流管漏极连接，同步整流管的源极和衬底接地；所述同步整流管和变压器二次侧绕组起点之间还连接有滤波电容；

所述同步整流管控制电路包括第一驱动三极管和第二驱动三极管，所述第一驱动三极管发射极连接同步整流管栅极，集电极接地，基极连接电流互感器次级绕组终点，所述第二驱动三极管的集电极连接同步整流管栅极，基极连接变压器辅助绕组起点，第二驱动三极管的发射极通过整流二极管连接变压器辅助绕组起点，所述整流二极管负极连接第二驱动三极管发射极，所述第二驱动三极管的发射极和集电极之间还并联有第一电容。

优选的，所述电流互感器终点与变压器二次侧绕组之间通过第一二极管连接，所述第一二极管负极连接变压器，正极连接电流互感器次级绕组终点。

具体的，所述第一驱动三极管基极通过驱动整流二极管连接电流互感器，所述驱动整流二极管正极连接电流互感器次级绕组终点。

具体的，所述功率管为功率NMOS管。

本发明所述反激式开关电源同步整流电路具有如下特点：1）可以广泛适用于各种输出电压。2）电路结构和原理较为简单。3）驱动损耗小，效率高。4）电路确定性好，无误动作。

附图说明

图1是本发明一种具体实施方式示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地的详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

本发明所述反激式开关电源同步整流电路，由变压器、电流互感器、同步整流管M1和同步整流管控制电路组成，所述变压器由二次侧绕组和辅助绕组组成，所述二次侧绕组起点和终点分别与电流互感器初级绕组起点和次级绕组终点连接，所述电流互感器初级绕组的终点与同步整流管漏极连接，同步整流管的源极和衬底接地；所述同步整流管和变压器二次侧绕组起点之间还连接有滤波电容C3；

所述同步整流管控制电路包括第一驱动三极管Q1和第二驱动三极管Q2，所述第一驱动三极管发射极连接同步整流管栅极，集电极接地，基极连接电流互感器次级绕组终点，所述第二驱动三极管的集电极连接同步整流管栅极，基极连接变压器辅助绕组起点，第二驱动三极管的发射极通过整流二极管连接变压器辅助绕组起点，所述整流二极管负极连接第二驱动三极管Q2发射极，所述第二驱动三极管的发射极和集电极之间还并联有第一电容。

优选的，所述电流互感器终点与变压器二次侧绕组之间通过第一二极管D1连接，所述第一二极管负极连接变压器，正极连接电流互感器次级绕组终点。

具体的，所述第一驱动三极管基极通过驱动整流二极管D5连接电流互感器，所述驱动整流二极管正极连接电流互感器次级绕组终点

如图1所示，T3与T4分别为变压器上的两个绕组：其中，T3为二次侧绕组，用于能量的传递，T4为辅助绕组。T4上的电压跟随T3的电压升高，用以开启同步整流Mos管M1。CT1与CT2则为电流互感器CT的两个绕组，其中，初级绕组CT1被串在主电路中，用于检测流经Mos管的电流。当CT1中的电流下降到零时，CT2将把M1关断。因此，此方案以电压信号控制Mos管导通，电流信号控制Mos管关断，不仅效率高，而且工作稳定，不存在误开通的情况。下面将对这种驱动方案的工作过程做详细分析。

1）第一阶段，变压器一次侧Mos管关断，电流从变压器的一次侧换流到二次侧。T3绕组通过CT1,M1为输出电容器C3充电。T3绕组的输出电压被钳位于C3两端电压（在本应用中约为52V）。

由于T4绕组为变压器的一个辅助绕组，因此，同名端B点的电压比例上升至一个高电压（在此应用中约为10V）。则B点电压通过二极管D2为电容器C1、C4充电。其中，电容器C4为Mos管M1的门极输入电容，通常小于1nF,以虚线示出。电容器C1为外加电容，取C4电容值的10倍以上。由于C4远小于C1,并且电容值很小，根据电容器的串联分压原理，C点电压很快被充至近10V,M1导通。同时，电流互感器CT中的能量从绕组CT2通过二极管D1馈入输出电容器C3,降低了开关驱动损耗，D点电压也被钳制在约52V。

2）第二阶段，流经D1的电流降为0,此时流经CT1的电流降为Ioff。D1关断，D点电压开始降低，最终使PNP型三极管Q1导通，C4上的电被放掉，C点变为低电压，M1关断，同步整流结束。由于此时Ioff>0,变压器二次侧的充电过程仍未结束，改经M1的寄生体二极管续流，A点、B点仍为高电压。由于C4被Q1短路，T4通过D2、Q1为C1充电，直到C1被充满。值得注意的是，C1之所以选用电容而不使用电阻，一方面保证了第一阶段中对C4的快速充电，另一方面使得第二阶段中Q1导通后在其上的损耗得以降低，提高了驱动的效率。

3）第三阶段，变压器一次侧Mos管再次导通，A点、B点为负电压，PNP三极管Q2导通，C1被放电，保证了下一周期能够再次正常工作。C点电压保持在低电压，不会造成M1的误开通。值得注意的是，在每个周期中，C1都会被反复冲放电。其损耗由公式P=1/2C*U2*f可得。其中，C为C1容值，设C=10nF,U=10V,f=100kHz。因此P=50mW,此即在C1上损耗的功率。当变压器一次侧Mos管在一段时间后再次关断后，新的一个周期开始。

如上所述，可较好的实现本发明。

Claims

1.反激式开关电源同步整流电路，其特征在于，由变压器、电流互感器、同步整流管和同步整流管控制电路组成，所述变压器由二次侧绕组和辅助绕组组成，所述二次侧绕组起点和终点分别与电流互感器初级绕组起点和次级绕组终点连接，所述电流互感器初级绕组的终点与同步整流管漏极连接，同步整流管的源极和衬底接地；所述同步整流管和变压器二次侧绕组起点之间还连接有滤波电容；

2.根据权利要求1所述的反激式开关电源同步整流电路，其特征在于，所述电流互感器终点与变压器二次侧绕组之间通过第一二极管连接，所述第一二极管负极连接变压器，正极连接电流互感器次级绕组终点。

3.根据权利要求1所述的反激式开关电源同步整流电路，其特征在于，所述第一驱动三极管基极通过驱动整流二极管连接电流互感器，所述驱动整流二极管正极连接电流互感器次级绕组终点。

4.根据权利要求1所述的反激式开关电源同步整流电路，其特征在于，所述功率管为功率NMOS管。