CN105572475A - 一种高阻抗测量电路与信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高阻抗测量电路与信号处理方法，所述测量电路包括：用于产生正弦激励信号的正弦激励电路、用于测量被测阻抗的高阻抗对称测量电路、用于差分放大高阻抗对称测量电路测量数据的带通差分放大电路以及用于采集正弦激励信号及差分放大信号的信号采集与处理单元；其中，所述正弦激励电路采用单片机的计数器PWM功能输出方波信号，并经过RC低通滤波与运放跟随电路；所述信号采集与处理单元由所述单片机内部功能与算法程序完成。本发明能够消除传感导线空间电磁噪声干扰，是一种高精度测量高阻抗的电路与多频信号的快速同步处理算法，算法简单，易于单片机的实现。

Description

一种高阻抗测量电路与信号处理方法

技术领域

本发明涉及测量电路技术与信号处理技术领域，尤其涉及一种高阻抗测量电路与信号处理方法。

背景技术

阻抗是电力系统中的一个重要的电气参数，现代工业中很多领域都需要进行元件或系统阻抗参数特性的测量和分析。电力传输系统中，需要对不同介质输电线路的阻抗进行测量，以掌握其电气特性。在其他领域，如传感器、生物医学、电路分析等，阻抗测量都具有重要地位。生物电阻抗、腐蚀监测传感阻抗、建筑材料如混凝土阻抗等的测量，都属于高阻抗测量的范畴，阻抗高达10⁸欧姆级别。在实际测量中，由于加载电流小与外界噪声的干扰，很难实现准确的测量。

目前阻抗主要测量的方法有：电桥法、谐振法和矢量法。其中一般的电桥法与谐振法不适合高阻抗的测量。常规的矢量法测量，当传感信号与电路之间存在一定距离，需要导线连接的条件下，难以消除空间电磁噪声的干扰。目前采用的后续FFT算法处理消除干扰的方法，由于空间电磁混频信号复杂的影响，难以达到较好的效果。

现有的直接采用集成阻抗测量芯片AD5933，其实质是通过测量输入电压与输出电流之间的关系，达到对复阻抗测量的目的。由于测量电路无法进行对称设置，因此不能消除导线引进的空间电磁电流噪声的干扰，另外因为这种固化的芯片没有灵活的滤波手段(滤波方法已经固化在芯片内部)，也不能实现一次数据采集，完成多个频率信号同步处理的功能。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明的目的在于提出一种高阻抗测量电路与信号处理方法，能够消除传感导线空间电磁噪声干扰，是一种高精度测量高阻抗的电路与多频信号的快速同步处理算法。

本发明的技术方案是：

一种高阻抗测量电路，包括:用于产生正弦激励信号的正弦激励电路、用于测量被测阻抗的高阻抗对称测量电路、用于差分放大高阻抗对称测量电路测量数据的带通差分放大电路以及用于采集正弦激励信号及差分放大信号的信号采集与处理单元；

其中，所述正弦激励电路采用单片机的计数器PWM功能输出方波信号，并经过RC低通滤波与运放跟随电路；所述信号采集与处理单元由所述单片机内部功能与算法程序完成；所述正弦激励电路的输出端分别与高阻抗对称测量电路的输入端、信号采集与处理单元的输入端口I连接，所述高阻抗对称测量电路的输出端与带通差分放大电路的输入端连接，所述带通差分放大电路的输出端与信号采集与处理单元的输入端口II连接。

其中，所述单片机为STM32单片机，所述信号采集与处理单元的输入端口I为STM32单片机的引脚14，所述信号采集与处理单元的输入端口II为STM32单片机的引脚13，所述输出方波信号为STM32单片机的引脚16。

其中，所述单片机的PWM功能输出方波信号的频率与正弦激励电路产生的正弦混频激励信号的频率的基频相同；

所述RC低通滤波与运放跟随电路包括一个电阻R1、一个电容C1与一个运算放大器K1，所述单片机的PWM功能输出方波信号端与电阻R1的一端连接，所述电路R1的另一端分别连接电容C1的一端、运算放大器K1的同相输入端，所述电容C1的另一端接地，所述运算放大器K1的反相输入端与运算放大器K1的输出端连接，所述运算放大器K1的正电源端连接电源VCC，所述运算放大器K1的负电源端接地GND；其中，所述正弦激励信号Vsin由运算放大器K1的输出端输出，分别送入到信号采集与处理单元的输入端口I和高阻抗对称测量电路的输入端；所述正弦激励信号包含所有奇次倍基频信号的组合，其偏置电压为VCC/2。

其中，所述单片机的PWM功能输出的方波信号频率为1000hz，所述电源VCC＝3.3V，所述电阻R1的阻值为10KΩ，所述电容C1的容值为0.1uF。

其中，所述偏置电压VCC/2的产生电路包括一个电阻R、一个电容C及一个运算放大器K，所述正弦激励信号Vsin端口连接电阻R的一端，所述电阻R的另一端分别连接电容C的一端、运算放大器K的正相输入端，所述电容C的另一端接地，所述运算放大器K的反相输入端连接所述运算放大器K的输出端，所述运算放大器K的输出端的输出信号即为偏置电压VCC/2。

其中，所述电阻R的阻值为100KΩ，所述电容C的容值为1uF。

其中，所述高阻抗对称测量电路包括电阻R2、电阻R3及被测阻抗Zx，所述被测阻抗Zx的一端连接电阻R2的一端，所述被测阻抗Zx的另一端连接电阻R3的一端，所述电阻R2的另一端连接正弦激励信号Vsin端口，所述电阻R3的另一端连接偏置电压VCC/2端口；

所述带通差分放大电路包括运算放大器K2、运算放大器K3、运算放大器K4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电容C2，所述被测阻抗Zx的一端连接运算放大器K2的正相输入端，所述被测阻抗Zx的另一端连接运算放大器K3的反相输入端，所述运算放大器K2的反相输入端分别连接电阻R5的一端、电阻R7的一端，所述电阻R5的另一端分别连接运算放大器K2的输出端、电阻R8的一端，所述电阻R7的另一端连接电容C2的一端，所述电容C2的另一端分别连接电阻R6的一端、运算放大器K3的正相输入端，所述电阻R6的另一端分别连接运算放大器K3的输出端、电阻R9的一端，所述电阻R8的另一端分别连接电阻R10的一端、运算放大器K4的正相输入端，所述电阻R10的另一端连接偏置电压VCC/2端口，所述电阻R9的另一端分别连接电阻R11的一端、运算放大器K4的反相输入端，所述电阻R11的另一端连接运算放大器K4的输出端，所述运算放大器K4的输出端即为差分放大信号的输出端口用于连接信号采集与处理单元的输入端口II。

其中，所述电阻R2、电阻R3的阻值大小相等，且达到兆欧数量级；

所述电阻R2的阻值为1MΩ、电阻R3的阻值为1MΩ、电阻R5的阻值为10KΩ、电阻R6的阻值为10KΩ、电阻R7的阻值为1.6KΩ、电阻R8的阻值为10KΩ、电阻R9的阻值为10KΩ、电阻R10的阻值为10KΩ、电阻R11的阻值为10KΩ、电容C2的容值为0.1uF。

一种采用上述任一项所述的高阻抗测量电路的信号处理方法，所述信号采集与处理单元由STM32单片机内部的两路ADC转换器在启动DMA方式的条件下，同步采集正弦激励信号与差分放大信号，然后对两路采样信号进行4次半周期差分处理，并对处理后的数据进行正弦最小二乘拟合，通过拟合结果计算被测阻抗，具体为：

(1)若采样频率为基频120倍的情况下，四次半周期差分公式为：

x(k)＝z(k)-4z(k+60)+6z(k+120)-4z(k+180)+z(k+240)

其中，假设z(k)为原始采样数据，x(k)为四次差分处理后的数据，k为采样点依次编号，z为采样值；

(2)对采样信号幅值与相位的数字拟合方式，采用先求和，再乘法运算的方式；对于1、3、5倍基频信号而言，求和公式分别如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{y}_1\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{n-3}{\Σ}}x(120i+k)& k=0--119\\ y_2\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{3n-7}{\Σ}}x(40i+k)& k=0--39\\ y_3\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{5n-11}{\Σ}}x(24i+k)& k=0--23\end{array}\right.$

其中y₁(k)、y₂(k)、y₃(k)分别为求和数据；

(3)拟合过程中，为了节省存储空间，对于周期数据量为120的正弦信号，充分利用正余弦信号的对称性，只需要31个固定的三角函数值，几次重复利用，就可以组成完整的整周期数据，假设这31个数据为d[0...30]，其中，d(k)＝sin(2πk/120)，由它们构成的两组代表正弦与余弦函数的120个数据组分别为：

s₁＝(d[0...30],d[29...0],-d[1...30],-d[29...1])和

c₁＝(d[30...0],-d[1...30],-d[29...0],d[1...29])；

对于3倍频，整周期只需要40个数据，可以分别从这120个数据中，每隔3个提取一个，构成s₂、c₂；同样，对于5倍频，只需要24个数据，可以每隔5个提取一个，构成s₃、c₃；

(4)利用上述计算结果，多频正弦拟合的求解公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_i=\underset{k=0}{\overset{m_i}{\Σ}}{y}_i\left(k\right)s_i\left(k\right)\\ b_i=\underset{k=0}{\overset{m_i}{\Σ}}{y}_i\left(k\right)c_i\left(k\right)\end{array}\right.$

对于三组不同的频率，分别有：m₁＝119；m₂＝39；m₃＝23；

那么幅值与相位分别利用公式或函数计算可得：

其中，所述采样频率为信号基频频率的120倍，采样数据为整周期数，且周期数n>3。

有益效果：

本发明公开了一种高阻抗测量电路与信号处理方法，所述测量电路包括:用于产生正弦激励信号的正弦激励电路、用于测量被测阻抗的高阻抗对称测量电路、用于差分放大高阻抗对称测量电路测量数据的带通差分放大电路以及用于采集正弦激励信号及差分放大信号的信号采集与处理单元；其中，所述正弦激励电路采用单片机的计数器PWM功能输出方波信号，并经过RC低通滤波与运放跟随电路；所述信号采集与处理单元由所述单片机内部功能与算法程序完成。本发明能够消除传感导线空间电磁噪声干扰，是一种高精度测量高阻抗的电路与多频信号的快速同步处理算法，算法简单，易于单片机的实现。假设周期数为n，每个周期的采样数据量为N，只需要(n-1)N次加法运算与N次乘法运算，同时正弦函数值的结果预先固化在内存中，更加节省时间。对于1200个数据，单片机内部程序不到2ms的时间就能计算完。

附图说明

图1是本发明提供的一种高阻抗测量电路的结构框图。

图2是本发明提供的一种高阻抗测量电路的电路系统图。

图3是本发明提供的一种RC低通滤波与运放跟随电路的电路图。

图4是本发明提供的一种偏置电压VCC/2产生电路的电路图。

图5是本发明提供的一种高阻抗对称测量电路和带通差分放大电路的电路图。

图6是本发明提供的一种信号处理方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明进行进一步详细说明。

图1是本发明提供的一种高阻抗测量电路的结构框图。如图1所示，本发明所述的一种高阻抗测量电路，包括:用于产生正弦激励信号的正弦激励电路、用于测量被测阻抗的高阻抗对称测量电路、用于差分放大高阻抗对称测量电路测量数据的带通差分放大电路以及用于采集正弦激励信号及差分放大信号的信号采集与处理单元；

其中，所述正弦激励电路采用单片机的计数器PWM功能输出方波信号，并经过RC低通滤波与运放跟随电路；所述信号采集与处理单元由所述单片机内部功能与算法程序完成；所述正弦激励电路的输出端分别与高阻抗对称测量电路的输入端、信号采集与处理单元的输入端口I连接，所述高阻抗对称测量电路的输出端与带通差分放大电路的输入端连接，所述带通差分放大电路的输出端与信号采集与处理单元的输入端口II连接。

本发明能够消除传感导线空间电磁噪声干扰，是一种高精度测量高阻抗的电路。

如图2所示，所述单片机为STM32单片机，所述信号采集与处理单元的输入端口I为STM32单片机的引脚14，所述信号采集与处理单元的输入端口II为STM32单片机的引脚13，所述输出方波信号为STM32单片机的引脚16。

如图1、图2、图3所示，所述单片机的PWM功能输出方波信号的频率与正弦激励电路产生的正弦混频激励信号的频率的基频相同；

所述RC低通滤波与运放跟随电路包括一个电阻R1、一个电容C1与一个运算放大器K1，所述单片机的PWM功能输出方波信号端与电阻R1的一端连接，所述电路R1的另一端分别连接电容C1的一端、运算放大器K1的同相输入端，所述电容C1的另一端接地，所述运算放大器K1的反相输入端与运算放大器K1的输出端连接，所述运算放大器K1的正电源端连接电源VCC，所述运算放大器K1的负电源端接地GND；其中，所述正弦激励信号Vsin由运算放大器K1的输出端输出，分别送入到信号采集与处理单元的输入端口I和高阻抗对称测量电路的输入端；所述正弦激励信号包含所有奇次倍基频信号的组合，其偏置电压为VCC/2。这种滤波电路简单实用，信号稳定且含有的多频率成分为后续的数据处理提供更多的信息。

所述单片机的PWM功能输出的方波信号频率为1000hz，所述电源VCC＝3.3V，优选地，所述电阻R1的阻值为10KΩ，所述电容C1的容值为0.1uF。

如图2、图4所示，所述偏置电压VCC/2的产生电路包括一个电阻R、一个电容C及一个运算放大器K，所述正弦激励信号Vsin端口连接电阻R的一端，所述电阻R的另一端分别连接电容C的一端、运算放大器K的正相输入端，所述电容C的另一端接地，所述运算放大器K的反相输入端连接所述运算放大器K的输出端，所述运算放大器K的输出端的输出信号即为偏置电压VCC/2。

优选地，所述电阻R的阻值为100KΩ，所述电容C的容值为1uF。

如图2、图5所示，所述高阻抗对称测量电路包括电阻R2、电阻R3及被测阻抗Zx，所述被测阻抗Zx的一端连接电阻R2的一端，所述被测阻抗Zx的另一端连接电阻R3的一端，所述电阻R2的另一端连接正弦激励信号Vsin端口，所述电阻R3的另一端连接偏置电压VCC/2端口；

所述带通差分放大电路包括运算放大器K2、运算放大器K3、运算放大器K4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电容C2，所述被测阻抗Zx的一端连接运算放大器K2的正相输入端，所述被测阻抗Zx的另一端连接运算放大器K3的反相输入端，所述运算放大器K2的反相输入端分别连接电阻R5的一端、电阻R7的一端，所述电阻R5的另一端分别连接运算放大器K2的输出端、电阻R8的一端，所述电阻R7的另一端连接电容C2的一端，所述电容C2的另一端分别连接电阻R6的一端、运算放大器K3的正相输入端，所述电阻R6的另一端分别连接运算放大器K3的输出端、电阻R9的一端，所述电阻R8的另一端分别连接电阻R10的一端、运算放大器K4的正相输入端，所述电阻R10的另一端连接偏置电压VCC/2端口，所述电阻R9的另一端分别连接电阻R11的一端、运算放大器K4的反相输入端，所述电阻R11的另一端连接运算放大器K4的输出端，所述运算放大器K4的输出端即为差分放大信号的输出端口用于连接信号采集与处理单元的输入端口II。

如图2所示，被测阻抗Zx两端的信号作为输出输入到后续的带通差分放大电路中去。被测阻抗Zx两端接入的信号分别为激励信号与激励信号的偏置电压VCC/2，消除了直流偏置的影响，保证被测阻抗Zx所加载的激励信号是纯交流信号。该电路的优点是从对称电阻R2、R3接入的电压信号含有相同大小的空间电磁干扰噪声，应用后续的带通差分放大电路可以直接消除。

所述带通差分放大电路的放大倍数由电阻R5、电阻R6、电阻R7与电容C2决定。电阻R5、电阻R6越大，带通放大倍数越大；电阻R7越小、电容C2越大，带通放大倍数越大。通过运算放大器K4输出的带通差分放大信号送入单片机STM32的AD转换器。电路的优点是带通放大有高的信噪比，在放大倍数很高的情况下，不同于常规的直流放大电路受直流偏置的影响，容易产生饱合的现象。

优选地，所述电阻R2的阻值为1MΩ、电阻R3的阻值为1MΩ、电阻R5的阻值为10KΩ、电阻R6的阻值为10KΩ、电阻R7的阻值为1.6KΩ、电阻R8的阻值为10KΩ、电阻R9的阻值为10KΩ、电阻R10的阻值为10KΩ、电阻R11的阻值为10KΩ、电容C2的容值为0.1uF。

如图6所示，一种采用上述任一项所述的高阻抗测量电路的信号处理方法，所述信号采集与处理单元由STM32单片机内部的两路ADC转换器在启动DMA方式的条件下，同步采集正弦激励信号与差分放大信号，然后对两路采样信号进行4次半周期差分处理，并对处理后的数据进行正弦最小二乘拟合，通过拟合结果计算被测阻抗。优点是激励信号与差分放大输出信号同步采集，容易获取相位信息与幅值信息，且幅值比不受电源电压波动干扰的影响。在采集两路信号之前，还需将STM32单片机内部的方波生成计数器、频率采样计数器、AD转换器初始化。

在采用STM32单片机内部的12位AD转换的基础上，首先设计了合理的采样频率，保证1、3、5倍基频信号幅值与相位能够按照下面的公式快速提取；例如采样频率为信号基频频率的120倍，保证是1、3、5的公倍数。对采样信号采取高达4次的半周期差分处理方式，极大消除了多项式直流漂移的影响，且在不改变1、3、5倍基频信号相位的基础上，提高了其幅值，抑制了其他非激励频率信号的幅值，整体上提高了信噪比，从而提高测量精度。

所述信号处理方法，具体为：

(1)若采样频率为基频120倍的情况下，四次半周期差分公式为：

x(k)＝z(k)-4z(k+60)+6z(k+120)-4z(k+180)+z(k+240)

其中，假设z(k)为原始采样数据，x(k)为四次差分处理后的数据，k为采样点依次编号，z为采样值；

(2)对采样信号幅值与相位的数字拟合方式，采用先求和，再乘法运算的方式；对于1、3、5倍基频信号而言，求和公式分别如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{y}_1\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{n-3}{\Σ}}x(120i+k)& k=0--119\\ y_2\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{3n-7}{\Σ}}x(40i+k)& k=0--39\\ y_3\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{5n-11}{\Σ}}x(24i+k)& k=0--23\end{array}\right.$

其中y₁(k)、y₂(k)、y₃(k)分别为求和数据；

(3)拟合过程中，为了节省存储空间，对于周期数据量为120的正弦信号，充分利用正余弦信号的对称性，只需要31个固定的三角函数值，几次重复利用，就可以组成完整的整周期数据，假设这31个数据为d[0...30]，其中，d(k)＝sin(2πk/120)，由它们构成的两组代表正弦与余弦函数的120个数据组分别为：

s₁＝(d[0...30],d[29...0],-d[1...30],-d[29...1])和

c₁＝(d[30...0],-d[1...30],-d[29...0],d[1...29])；

对于3倍频，整周期只需要40个数据，可以分别从这120个数据中，每隔3个提取一个，构成s₂、c₂；同样，对于5倍频，只需要24个数据，可以每隔5个提取一个，构成s₃、c₃；

(4)利用上述计算结果，多频正弦拟合的求解公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_i=\underset{k=0}{\overset{m_i}{\Σ}}{y}_i\left(k\right)s_i\left(k\right)\\ b_i=\underset{k=0}{\overset{m_i}{\Σ}}{y}_i\left(k\right)c_i\left(k\right)\end{array}\right.$

对于三组不同的频率，分别有：m₁＝119；m₂＝39；m₃＝23；

那么幅值与相位分别利用公式或函数计算可得：

其中，所述采样频率为信号基频频率的120倍，采样数据为整周期数，且周期数n>3。

综上所述，本发明所述的信号处理方法，易于单片机的实现，算法简单。假设周期数为n，每个周期的采样数据量为N，只需要(n-1)N次加法运算与N次乘法运算，同时正弦函数值的结果预先固化在内存中，更加节省时间。对于1200个数据，STM32单片机内部程序不到2ms的时间就能计算完。

以上所述实施例及应用场景仅为本发明的较佳实施例及应用场景而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进及其在其他领域及场景的应用，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种高阻抗测量电路，其特征在于，包括:用于产生正弦激励信号的正弦激励电路、用于测量被测阻抗的高阻抗对称测量电路、用于差分放大高阻抗对称测量电路测量数据的带通差分放大电路以及用于采集正弦激励信号及差分放大信号的信号采集与处理单元；

其中，所述正弦激励电路采用单片机的计数器PWM功能输出方波信号，并经过RC低通滤波与运放跟随电路；所述信号采集与处理单元由所述单片机内部功能与算法程序完成；所述正弦激励电路的输出端分别与高阻抗对称测量电路的输入端、信号采集与处理单元的输入端口I连接，所述高阻抗对称测量电路的输出端与带通差分放大电路的输入端连接，所述带通差分放大电路的输出端与信号采集与处理单元的输入端口II连接。

2.根据权利要求1所述的一种高阻抗测量电路，其特征在于，所述单片机为STM32单片机，所述信号采集与处理单元的输入端口I为STM32单片机的引脚14，所述信号采集与处理单元的输入端口II为STM32单片机的引脚13，所述输出方波信号为STM32单片机的引脚16。

3.根据权利要求1所述的一种高阻抗测量电路，其特征在于，所述单片机的PWM功能输出方波信号的频率与正弦激励电路产生的正弦混频激励信号的频率的基频相同；

所述RC低通滤波与运放跟随电路包括一个电阻R1、一个电容C1与一个运算放大器K1，所述单片机的PWM功能输出方波信号端与电阻R1的一端连接，所述电路R1的另一端分别连接电容C1的一端、运算放大器K1的同相输入端，所述电容C1的另一端接地，所述运算放大器K1的反相输入端与运算放大器K1的输出端连接，所述运算放大器K1的正电源端连接电源VCC，所述运算放大器K1的负电源端接地GND；其中，所述正弦激励信号Vsin由运算放大器K1的输出端输出，分别送入到信号采集与处理单元的输入端口I和高阻抗对称测量电路的输入端；所述正弦激励信号包含所有奇次倍基频信号的组合，其偏置电压为VCC/2。

4.根据权利要求3所述的一种高阻抗测量电路，其特征在于，所述单片机的PWM功能输出的方波信号频率为1000hz，所述电源VCC＝3.3V，所述电阻R1的阻值为10KΩ，所述电容C1的容值为0.1uF。

5.根据权利要求3所述的一种高阻抗测量电路，其特征在于，所述偏置电压VCC/2的产生电路包括一个电阻R、一个电容C及一个运算放大器K，所述正弦激励信号Vsin端口连接电阻R的一端，所述电阻R的另一端分别连接电容C的一端、运算放大器K的正相输入端，所述电容C的另一端接地，所述运算放大器K的反相输入端连接所述运算放大器K的输出端，所述运算放大器K的输出端的输出信号即为偏置电压VCC/2。

6.根据权利要求5所述的一种高阻抗测量电路，其特征在于，所述电阻R的阻值为100KΩ，所述电容C的容值为1uF。

7.根据权利要求3所述的一种高阻抗测量电路，其特征在于，所述高阻抗对称测量电路包括电阻R2、电阻R3及被测阻抗Zx，所述被测阻抗Zx的一端连接电阻R2的一端，所述被测阻抗Zx的另一端连接电阻R3的一端，所述电阻R2的另一端连接正弦激励信号Vsin端口，所述电阻R3的另一端连接偏置电压VCC/2端口；

所述带通差分放大电路包括运算放大器K2、运算放大器K3、运算放大器K4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电容C2，所述被测阻抗Zx的一端连接运算放大器K2的正相输入端，所述被测阻抗Zx的另一端连接运算放大器K3的反相输入端，所述运算放大器K2的反相输入端分别连接电阻R5的一端、电阻R7的一端，所述电阻R5的另一端分别连接运算放大器K2的输出端、电阻R8的一端，所述电阻R7的另一端连接电容C2的一端，所述电容C2的另一端分别连接电阻R6的一端、运算放大器K3的正相输入端，所述电阻R6的另一端分别连接运算放大器K3的输出端、电阻R9的一端，所述电阻R8的另一端分别连接电阻R10的一端、运算放大器K4的正相输入端，所述电阻R10的另一端连接偏置电压VCC/2端口，所述电阻R9的另一端分别连接电阻R11的一端、运算放大器K4的反相输入端，所述电阻R11的另一端连接运算放大器K4的输出端，所述运算放大器K4的输出端即为差分放大信号的输出端口用于连接信号采集与处理单元的输入端口II。

8.根据权利要求7所述的一种高阻抗测量电路，其特征在于，所述电阻R2、电阻R3的阻值大小相等，且达到兆欧数量级；

所述电阻R2的阻值为1MΩ、电阻R3的阻值为1MΩ、电阻R5的阻值为10KΩ、电阻R6的阻值为10KΩ、电阻R7的阻值为1.6KΩ、电阻R8的阻值为10KΩ、电阻R9的阻值为10KΩ、电阻R10的阻值为10KΩ、电阻R11的阻值为10KΩ、电容C2的容值为0.1uF。

9.一种采用权利要求1-8任一项所述的高阻抗测量电路的信号处理方法，其特征在于，所述信号采集与处理单元由STM32单片机内部的两路ADC转换器在启动DMA方式的条件下，同步采集正弦激励信号与差分放大信号，然后对两路采样信号进行4次半周期差分处理，并对处理后的数据进行正弦最小二乘拟合，通过拟合结果计算被测阻抗，具体为：

(1)若采样频率为基频120倍的情况下，四次半周期差分公式为：

x(k)＝z(k)-4z(k+60)+6z(k+120)-4z(k+180)+z(k+240)

其中，假设z(k)为原始采样数据，x(k)为四次差分处理后的数据，k为采样点依次编号，z为采样值；

(2)对采样信号幅值与相位的数字拟合方式，采用先求和，再乘法运算的方式；对于1、3、5倍基频信号而言，求和公式分别如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{y}_1\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{n-3}{\Σ}}x(120i+k)& k=0--119\\ y_2\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{5n-11}{\Σ}}x(40i+k)& k=0--39\\ y_3\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{3n-7}{\Σ}}x(24i+k)& k=0--23\end{array}\right.$

其中y₁(k)、y₂(k)、y₃(k)分别为求和数据；

(3)拟合过程中，为了节省存储空间，对于周期数据量为120的正弦信号，充分利用正余弦信号的对称性，只需要31个固定的三角函数值，几次重复利用，就可以组成完整的整周期数据，假设这31个数据为d[0...30]，其中，d(k)＝sin(2πk/120)，由它们构成的两组代表正弦与余弦函数的120个数据组分别为：

s₁＝(d[0...30],d[29...0],-d[1...30],-d[29...1])和

c₁＝(d[30...0],-d[1...30],-d[29...0],d[1...29])；

对于3倍频，整周期只需要40个数据，可以分别从这120个数据中，每隔3个提取一个，构成s₂、c₂；同样，对于5倍频，只需要24个数据，可以每隔5个提取一个，构成s₃、c₃；

(4)利用上述计算结果，多频正弦拟合的求解公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{a}_i=\underset{k=0}{\overset{m_i}{\Σ}}{y}_i\left(k\right)s_i\left(k\right)\\ b_i=\underset{k=0}{\overset{m_i}{\Σ}}{y}_i\left(k\right)c_i\left(k\right)\end{array}\right.$

对于三组不同的频率，分别有：m₁＝119；m₂＝39；m₃＝23；

那么幅值与相位分别利用公式或函数计算可得：

10.根据权利要求9所述的一种信号处理方法，其特征在于，所述采样频率为信号基频频率的120倍，采样数据为整周期数，且周期数n>3。