CN105553531B - 毫米波系统快速信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种毫米波系统快速信道估计方法，属于无线通信系统技术领域。本方法包括：根据通信波束数目Q，对通信波束所覆盖的空间范围进行区间划分，采用二进制表示区间编码；设计训练波束，使得训练波束k的主瓣只位于区间编码第k个bit为1的区域；发射机使用训练波束发射信号，接收机记录各训练波束的信号强度，判断是否处于训练波束的主瓣范围内，获得最优通信波束。本方法在Q取值大于16时采取分阶段的搜索方式，每个阶段将搜索范围进行区间划分，寻找最优区间。本发明利用多个主瓣叠加的波束进行波束搜索，搜索效率更高，并具有较低的搜索复杂度，适用于2D和3D的波束赋形，在星形拓扑结构的多用户同时搜索时具有明显优势。

Description

毫米波系统快速信道估计方法

技术领域

本发明属于无线通信系统技术领域，具体涉及一种毫米波系统快速信道估计方法。

背景技术

目前高速业务的迅速增长，使得下一代通信技术的目标是能够提供Gbps以上的传输速率，显然中低频段的通信系统难以满足需求，且此频段业务众多，频谱拥挤不堪，于是业界将目光投向毫米波段。该频段的特点是波长较短，使得设备可以集成更多的天线，不但可以大大提高频谱利用率，而且可以获得阵列增益，正好弥补毫米波段由于衰减大导致覆盖距离不够的缺陷。但是，当未来毫米波通信系统集成的天线数目多达上百根时，便会带来许多问题，其中最突出的问题是信道信息的快速获取。因为随着天线数量的上升，所需要的信道信息量也急剧上升，导致其获取复杂度及反馈信息量随之加大，因此当发射机获得该信道信息时，信道已经发生变化，即信道已经老化(channel aging)[参考文件1：Truong,K.T.,&Heath,R.W.(2013).Effects of channel aging in massive MIMOsystems.Communications and Networks,Journal of,15(4),338-351.]。故为了保证信道信息的时效性，随着天线数量的上升，需要设计一种更加高效、快速地信道估计方案。

对于波束切换系统的模拟波束赋形结构来讲，信道信息的获取实际上是一个波束搜索问题。该系统通常预先设计好若干个合适的波束，并将所需的天线阵列加权向量(即波束码本)储存起来，在使用时从中选取最合适的波束进行通信。为了兼顾实现复杂度与覆盖效果，目前的毫米波无线局域网标准多采用此结构。而在第五代移动通信网及未来的超高速无线局域网中则可能采用混合数模结构波束赋形技术，其中也涉及到快速波束搜索问题。目前802.15.3c标准中采用扇区级和波束级的两级搜索方案，复杂度与天线数目的平方成正比[参考文件2：Gilb,J.P.K.(Technical Editor).(2009).IEEE Standards802.15.3cTM-Part 15.3:Wireless MediumAccess Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications for High Rate Wireless PersonalArea Networks(WPANs)Amendment 2:Millimeter-wave-based Alternative Physical Layer Extension.NewYork,USA,IEEE Computer Society.]；802.11ad标准中搜索复杂度则降低到与天线数目成线性关系[参考文件3：Cordeiro,C.(Technical Editor).(2010).IEEE P802.11adTM/D0.1-Part 11:Wireless LAN MediumAccess Control(MAC)and Physical Layer(PHY)Specifications-Amendment 6:Enhancements for Very High Throughput in the 60GHzBand.New York,USA,IEEE 802.11 Committee of the IEEE Computer Society.]；参考文件4中公开的二分搜索方案[参考文件4：Zou,Wei-Xia,Guang-Long Du,Bin Li,and ZhengZhou."Step-Wisely Rfinement Based Beam Searching Scheme for 60 GHzCommunications."Wireless personal communications 71,no.4(2013):2993-3010.]，复杂度可降低到与天线数目成对数关系；参考文件5中提出利用旁瓣重叠的波束三分搜索的方案，搜索复杂度进一步降低[参考文件5：Kokshoorn,M.,Wang,P.,Li,Y.,&Vucetic,B.(2015,June).Fast channel estimation for millimetre wave wireless systemsusing overlapped beam patterns.In Communications(ICC),2015 IEEE InternationalConference on(pp.1304-1309).IEEE.]。但对于上百根天线来讲，搜索复杂度仍然太高。

对于收发双方均采用多天线的毫米波通信系统来讲。为获得较好的通信质量，需要寻找最优收发波束对用以通信。对发射机而言，需要估计信号的离开角AOD(Angle ofDeparture)，并据此选取发射波束；对接收机而言，需要估计信号的到达角AOA(Angle ofArrival)，并据此选取接收波束。对于毫米波下的点对点静态LOS信道，通常对于一个设备，其发射信号的AOD与接收信号的AOA是一样的。因此一个设备的接受波束与发射波束是一致的，在信道估计时也只需估计出AOD或AOA其中的一个即可。目前普遍采用的方法，是通过不同发射波束发射信号，根据反馈估计AOD。发射机在得到该AOD数据后，选择在该AOD增益最大的波束进行通信。

假设某设备使用天线阵列，产生Q个用于通信的波束(简称通信波束)来覆盖整个空间范围(-90°,+90°)。即将整个空间范围划分为Q个AOD区间，其中第q个区间记为A_q(q＝1,2,…,Q)。当发射机发现估计出的AOD隶属于某个A_q，则选择该区间对应的波束作为最优通信波束，对应的编号q记为q-opt，即最优区间为A_q-opt。目前的波束切换系统中，AOD估计通常与最优波束搜索一并进行。下面介绍各现有方法的机制和特点。

(1)基于遍历的搜索方法需要发射机通过Q个不同通信波束发射信号，接收机检测并比较接收信号，将信号强度最高的时隙编号(或对应的波束编号)反馈给发射机，发射机据此判断AOD位于该波束的覆盖区间。可见其反馈次数为1次，反馈信息量为log₂Qbit，需要的训练信号发射次数为Q。

(2)基于二分搜索的方法[参考文件4]，需要产生主瓣宽度比通信波束更宽的用于训练的波束(简称训练波束)，逐步细化AOD的颗粒度，最终找到A_q-opt。二分搜索过程分为log₂Q个阶段，刚开始阶段产生的训练波束主瓣较宽，随着搜索过程的继续，训练波束主瓣将越来越窄。一般来讲，下个阶段的波束宽度近似是上个阶段波束宽度的一半。在每个阶段，均将波束搜索范围分为两个细分区间，并用两个波束分别覆盖这两个细分区间。发射机依次通过这两个波束发射训练信号，接收机反馈信号强度较高的波束编号；发射机收到反馈后，判断A_q处于该波束覆盖的细分区间内，并将该细分区间作为下一阶段的波束搜索范围。通过这样的循环操作，将AOD的颗粒度逐步细化，直至找到足够精细的A_q-opt，最终确定最优的通信波束。每个阶段，需要发射2次训练信号，反馈信息量为1bit。经过log₂Q次循环后，反馈次数为log₂Q次，总反馈信息量为log₂Qbit，所需的训练信号发射次数为2*log₂Q。

(3)参考文件5中利用波束旁瓣的重叠区域进行三分搜索，其总体过程与二分搜索相似，分为log₃Q个阶段。在每个阶段，产生两个波束覆盖搜索范围，但将搜索范围一分为三，两个波束的主瓣各占一个区间，旁瓣的重叠区域占一个区间。在2个时隙内，通过这两个波束发射信号，接收机检测信号强度，若其中一个波束的信号强度更高，则判定A_q-opt处于该波束主瓣覆盖的角度区间内；若两波束信号强度相当，则判定A_q-opt处于两波束的旁瓣重叠区间内。判定过程可以在接收机处进行，只反馈所属角度区间编号即可，信息量为log₂3bit，并将本阶段A_q所属区间作为下一阶段的搜索范围。经过log₃Q次循环后，反馈次数为log₃Q次，总反馈信息量为log₂3bit/次*log₃Q次＝log₂Q bit，所需要的训练信号发射次数为2*log₃Q。

三种方法的总反馈信息量是一样的，但各方法的复杂度不同，其原因在于对信息的表示效率存在差异。为了确定Q个通信波束中最优的一个，无论采用哪种搜索方法，所需要的信息量都为log₂Q bit。也就是说，用二进制表示该信息，所需要的位数为log₂Q位。遍历搜索不分阶段，用Q位二进制数表示log₂Q bit信息；二分搜索的每个阶段，用2位二进制数表示1bit信息；三分搜索的每个阶段，用2位二进制数表示log₂3 bit信息。二分搜索与三分搜索在每个阶段都发射2次训练信号，但三分搜索可以通过波束得到更多的方位信息。其原因在于，波束叠加状态在二分搜索中并未得到应用，但在三分搜索中得以使用。然而三分搜索只利用了旁瓣的叠加，而主瓣的叠加并未得以利用。

可见，如果通过每个波束得到的方位信息量越多，信息表示效率越高，那么所需要的训练信号发射次数也就越少，整个搜索过程的复杂度越小。而理论上，2位二进制数可以表示2bit信息。因此，二分法的表示效率较低，三分法虽然利用了波束旁瓣的叠加状态，但并未利用主瓣的叠加，说明效率仍然有提高的空间。

发明内容

本发明提出利波束主瓣重叠的快速信道估计方法，旨在进一步减小搜索复杂度，利用多个主瓣叠加的波束，对信道AOD进行快速估计。

本发明提供的毫米波系统快速信道估计方法，实现步骤为：

第一步，根据通信波束数目Q，对通信波束所覆盖的空间范围进行区间划分，对各区间进行编码。

将通信波束所覆盖的空间范围划分为Q个AOD区间，第q个区间记为A_q，将区间A_q的编码表示为一个K位的二进制数；q＝1,2,…,Q，K、Q均为正整数，且Q＝2^K。

第二步，设计K个训练波束。设计训练波束k，使得训练波束k的主瓣只位于区间编码第k个bit为1的区域，k＝1,2,…,K。

第三步，发射机使用训练波束发射信号，接收机记录各训练波束的信号强度，并与事先设定的阈值比较，来判断是否处于训练波束的主瓣范围内，若处于训练波束k的主瓣范围内，则判定最优区间A_q-opt的编码的第k个bit为1，否则为0，最后接收机将A_q-opt的编码反馈回发射机，所述的最优区间A_q-opt为发射机确定的AOD所隶属的区间，发射机将采用A_q-opt编码对应的波束作为最优通信波束进行通信。

所述的第一步中，可将q-1对应的二进制数作为区间A_q的编码。

所述的第一步中，也可将q-1对应的二进制数进行格雷映射后得到的二进制数作为区间A_q的编码。

所述的第一步中，Q取值为8或16，通信波束所覆盖的空间范围为(-90°,+90°)。

所述的毫米波系统快速信道估计方法，当Q取值大于16且Q＝2^K时，采取分阶段的搜索方式。每个阶段将搜索范围划分为若干个区间，当前阶段的区间数目记为R，从中找到最优的一个，在下一阶段将该区间作为搜索范围进行更精细的搜索，逐步提高AOD的精确度。阶段划分机制如下：

(1)当K＝3*k₃时，其中k₃为正整数，将搜索过程分为k₃个阶段，每一个阶段中的R取值为2³；

(2)当K＝4*k₄时，其中k₄为正整数，将搜索过程分为k₄个阶段，每一个阶段中的R取值为2⁴；

(3)当K＝3*k₃+4*k₄时，将搜索过程分为k₃+k₄个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴；

(4)当K＝3*k₃+4*k₄+1时，将搜索过程分为k₃+k₄+1个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴，在一个阶段中R取值为2；

(5)当K＝3*k₃+4*k₄+2时，将搜索过程分为k₃+k₄+2个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴，在一个阶段中R取值为4；

在R取值为2或4的阶段，采用遍历方式搜索最优区间，待搜索的空间范围为上一阶段得到的最优区间。

在R取值为8或16的阶段，执行步骤如下：

步骤1，将当前阶段待搜索的空间范围划分为R个AOD区间，第r个区间记为A_r，将区间A_r的编码表示为一个J位的二进制数；r＝1,2,…,R，J、R均为正整数，且R＝2^J；

当前阶段待搜索的空间范围为上一阶段得到的最优区间；第一个阶段中进行搜索的空间范围为(-90°,+90°)。

步骤2，设计J个训练波束。设计训练波束j，使得训练波束j的主瓣只位于区间编码第j个bit为1的区域，j＝1,2,…,J。

步骤3，发射机使用训练波束发射信号，接收机记录各训练波束的信号强度，并与事先设定的阈值比较，来判断是否处于训练波束的主瓣范围内，若处于训练波束j的主瓣范围内，则判定当前阶段最优区间A_j-opt的编码的第j个bit为1，否则为0，最后接收机将A_j-opt的编码反馈回发射机。

本发明的优点与积极效果在于：本发明方法利用主瓣重叠的训练波束进行波束搜索，不仅可用于2D波束赋形，还可用于3D的情况，通过仿真分析证明本发明方法的搜索效率更高，并具有较低的搜索复杂度；并且在星形拓扑结构中的多用户同时搜索中，本发明方法的优势更加明显。

附图说明

图1是本发明的毫米波系统快速信道估计方法的主要流程示意图；

图2是通信波束及其主瓣覆盖区域示意图；

图3是本发明方法基于二进制的A_q编码设计训练波束；

图4是本发明方法基于3bit格雷映射的A_q编码设计训练波束；

图5是本发明方法基于4bit格雷映射的A_q编码设计训练波束；

图6是本发明方法基于4bit格雷映射覆盖区域编码设计3D波束赋形下的训练波束；

图7是本发明方法与现有三种方法的复杂度对比示意图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

首先，从信息论角度分析现有AOD估计与最优波束搜索方法。

假设波束搜索过程为N_level个阶段，其中在第n个阶段(n＝1,...,N_level)内的训练波束数目为

其将该阶段的搜索范围分为

个细分区间，则该阶段的搜索过程即为：使用

个训练波束寻找

个细分区间中的一个。那么经过

个训练波束的搜索，得到的状态可以用

位二进制数表示，记为

其每一位是1还是0取决于接收机是否位于相应训练波束主瓣范围内，若是则该位状态为1，否则为0。此时若将波束搜索过程的第n个阶段中，(所用的状态数)/(全部状态数)定义为该阶段的信息表示效率η⁽ⁿ⁾，即(

可能出现的状态数)/(

位二进制数可表示的全部状态)，如下式所示：

经过N_level个阶段，总效率η为：

当每个阶段的搜索方式一致时，总效率与每个阶段的效率相同，即

(1)对于遍历搜索过程只有一个阶段，使用Q个波束，将搜索范围分为Q个细分区间，此时

相当于用Q位二进制数的状态

表示方位信息。每次通过训练波束发送训练信号，相当于检测

每一位的状态，最终确定某一位为“1”。比如接收机位于第q个区间内，那么第q个波束即为最优波束，搜索状态

为：第q位为“1”，其他位全为“0”，如表1所示：

表1 遍历搜索

状态示意

位序号	1	2	……	q-opt	……	Q-1	Q
								状态	0	0	……	1	……	0	0

可能出现的状态有Q种，‘00…01’、…、‘10…00’，即每种状态只有一位为‘1’、其他位都为‘0’。可以看出，虽然Q位二进制数最多可以表示2^Q种状态，但遍历搜索方式只使用了其中的Q种，没有完全利用二进制数表示信息的能力，信息表示效率为η＝Q/2^Q＜1。

(2)二分搜索过程分为log₂Q个阶段，每个阶段使用2个训练波束，将搜索范围分为2个细分区间，此时N_level＝log₂Q，

在每一阶段中二分搜索需要发射2次训练信号，

可能的状态有两种，‘01’或‘10’。信息表示效率为η＝η⁽ⁿ⁾＝2/2²＝50％＜1。

(3)三分搜索分为log₃Q个阶段中，每个阶段使用2个训练波束，将搜索范围分为3个细分区间，此时N_level＝log₃Q，

在每一阶段中三分搜索需要发射2次训练信号，

可能的状态有三种，‘01’、‘10’或‘11’。信息表示效率为η＝η⁽ⁿ⁾＝3/2²＝75％＜1。

由上面分析，可直观看出，遍历搜索不分阶段，用Q位二进制数表示log₂Q bit信息，二分搜索的每个阶段，没有利用‘11’与‘00’状态；三分搜索的每个阶段，没有利用‘11’状态。相比二分搜索，三分搜索可以通过波束得到更多的方位信息。但三分搜索只利用了旁瓣的叠加，而主瓣的叠加并未得以利用。

可见，如果通过每个波束得到的方位信息量越多，信息表示效率越高，那么所需要的训练信号发射次数也就越少，整个搜索过程的复杂度越小。而理论上，2位二进制数可以表示2bit信息。因此，二分法的表示效率较低，三分法虽然利用了波束旁瓣的叠加状态，但并未利用主瓣的叠加，说明效率仍然有提高的空间。

训练波束的叠加可以提供更多方位信息，是因为对于某个设备的AOD，覆盖该位置的波束数目越多，就相当于表示其波束覆盖状态的位数越多，每个波束可提供的信息量就越大。如果利用多个波束的叠加状态，那么便可以进一步提高AOD的信息表示效率，从而能够更快速地估计信道AOD信息。

目前广泛应用的波束生成方式，对波束形状的控制能力有限，其生成的波束多只有一个主瓣。因此，参考文件5中提出的三分法只能利用波束旁瓣的叠加，多个波束主瓣叠加状态无法实现，且无法利用3个或3个以上波束叠加状态。参考文件6中提出的波束设计方法[参考文件6：Zou,Wei-xia,Chao Guo,Guang-long Du,and Xi Han."Arbitrary ShapedBeamforming Codebook Design for Millimeter-Wave Communications."WirelessPersonal Communications:1-22.(Online first.http://dx.doi.org/10.1007/s11277-015-2932-y Springer US 2015-08-12)]，对波束形状具有较强的控制能力。该方法首先确定期望的主瓣角度范围，以确定目标波束，如式(1)：

其中，θ为AOD，AF₀(θ)为目标波束的波束响应，[α_i,β_i]为第i个主瓣的角度范围，N_L为训练波束的主瓣数目。

其次，建立如式(3-2)所示的函数f(w)，用以描述生成波束与目标波束的形状差异。其中，AF(θ)为生成波束，即训练波束的波束响应，w为形成波束AF(θ)所需的加权向量，即波束码本。

f(w)＝∫|AF₀(θ)-AF(θ)|dθ (3-2)

最后建立优化问题，最小化所需波束与目标波束的形状差异，如式(3)所示：

min{f(w)},w＝[w₀,…,w_p,…,w_P-1],|w_p|＝1 (3-3)

其中，P为天线阵列中阵元的数目，即加权向量中的权值个数。通过最优方法求解该问题，求得的最优解即为所需要的训练波束码本，其波束响应形状趋近于所期望的目标波束。

该方法既可生成单主瓣波束，又可生成多主瓣的波束，且各主瓣的位置、主瓣宽度可以调整。本发明方法首先对通信波束覆盖区域进行编码，再根据编码设计训练波束的形状，利用参考文件6提供的波束设计方法生成相应的训练波束机器码本，从而实现多个波束的主瓣叠加状态，并利用该叠加状态进行快速AOD估计。

本发明的毫米波系统快速信道估计方法，主要流程如图1所示，下面说明各实现步骤。

第一步，根据Q个通信波束各自的覆盖角度范围，将通信波束所覆盖的空间范围划分为R个区间，为各区间编码。R为正整数。当Q为8或16时，Q＝R。当Q超过16时，需要分阶段搜索。下面先说明不分阶段的情况。

将通信波束所覆盖的空间范围(-90°,+90°)划分为Q个AOD区间，其中第q个区间记为A_q，将区间A_q的编码表示为一个K位(bit)的二进制数，q＝1,2,…,Q。K、Q均为正整数，且Q＝2^K。

最直接的方式，可将q-1对应的二进制数作为该区间A_q的编码。

以8个通信波束为例，其主瓣覆盖范围及各自的波束编号由0至7，如图2所示，波束编号由0至7，用二进制表示为000,001,010,011,100,101,110,111，将该二进制表示作为各A_q的编码。

第二步，设计K个训练波束。设计训练波束k，使得训练波束k的主瓣只位于区间编码第k个bit为1的区域，k＝1,2,…,K。

将本发明实例按照以下规律设计用于AOD训练的波束。设计训练波束1，使其主瓣只位于覆盖区域编码第一个bit为1的区域；设计训练波束2，使其主瓣只位于覆盖区域编码第二个bit为1的区域；设计训练波束3，使其主瓣只位于覆盖区域编码第三个bit为1的区域。如图2所示。

第三步，发射机使用训练波束发射信号，接收机记录各训练波束的信号强度，并与事先设定的阈值比较，来判断是否处于训练波束的主瓣范围内，若处于某训练波束的主瓣范围内，则判定最优区间A_q-opt编码的第k个bit为1，否则为0，最后接收机将A_q-opt的编码反馈回发射机，发射机采用该A_q-opt编码对应的通信波束进行通信。

接收机处于训练波束主瓣范围内时，将该状态记为1，否则为0。在进行AOD估计时，发射机首先依次使用训练波束1、2和3发射信号；接收机记录各训练波束的信号强度，并与事先设定好的阈值比较，以此判断是否处于该训练波束的主瓣范围内。若处于训练波束1的主瓣范围内，则判定区域A_q-opt编码的第1个bit为1，否则为0；若处于训练波束2的主瓣范围内，则判定区域A_q-opt编码的第2个bit为1，否则为0；若处于训练波束3的主瓣范围内，则判定区域A_q-opt编码的第3个bit为1，否则为0。最后，接收机将A_q-opt编码反馈回发射机，发射机即可获知足够的下行信道AOD信息，并采用该编码对应的通信波束进行通信。

例如，若接收机A、B的AOD分别位于编码为“011”、“110”的A_q内，则其最优通信波束编号分别为3、6。发射机依次使用训练波束1、2、3发射信号后，接收机A、B分别将各波束信号强度与阈值比较，接收机A判断自己不在训练波束1的覆盖范围内，而在训练波束2、3的主瓣范围内，于是据此得到其所属A_q-opt编码为“011”；接收机B判断自己不在训练波束3的覆盖范围内，而在训练波束1、2的主瓣范围内，于是据此得到其所属A_q-opt编码为“110”。

第一步中，当采用上面二进制的区间编码时，有可能存在错判的情况。例如，当AOD位于区域“011”内靠近右侧边缘处，由于也靠近训练波束1的主瓣左侧边缘，若此处训练波束1的增益没有降到足够低的水平，接收机会将区域A_q编码的第一个bit错判为“1”，进而将A_q编码错判为“111”。

通过图2可看到，训练波束2有2个主瓣，训练波束3有4个主瓣。随着主瓣数目的增多，主瓣边缘数目也会增多。由于实际生成波束的主瓣边缘并非足够陡峭，在主瓣边缘，阵列增益逐渐由高到低或由低到高，引起潜在的错判可能。因此，为了减少使用主瓣重叠方法进行信道估计的错判概率，应尽量减少训练波束的主瓣数目。

为了改善错判问题，在第一步中采用格雷映射重新对A_q进行编码，将q-1对应的二进制数进行格雷映射后得到的二进制数作为区间A_q的编码，以8通信波束为例，如表2所示：

表2 采用格雷映射对区域A_q进行编码

通信波束编号	0	1	2	3	4	5	6	7	0
										A<sub>q</sub>编码	000	001	011	010	110	111	101	100	000

根据新的A_q编码重新设计训练波束，如图3所示。

基于通信波束编号格雷映射的A_q编码的优势体现在以下三个方面：

1)减少主瓣数目

采用格雷映射进行编码，相邻的A_q编码只有1bit的区别，使得训练波束主瓣所处的区域尽可能相邻，从而起到减少主瓣数目的作用。

通过图3可看到，按照通信波束编号的二进制转换进行A_q编码的方案中，训练波束2有2个主瓣，训练波束3有4个主瓣；而在图4所示按照格雷映射设计A_q编码的方案中，训练波束2和3的主瓣数目各降低了一半。通过图3和图4的对比可看出，采用波束编号的格雷映射对A_q编码，使得训练波束的主瓣数目得以降低，从而改善错判问题，降低错判概率。

2)减少多个bit同时错判的可能

基于通信波束编号二进制转换的A_q编码时，可能出现多个bit同时错判的情况，但该情况在基于格雷映射的A_q编码方案中可以大大减少。例如在图3中，编号为001与010的A_q紧邻，其边界不仅处于训练波束2的左边缘，而且还处于训练波束3第一个主瓣的右边缘。由于错判发生时，AOD往往处于主瓣边缘的位置，因此本例中，该AOD处可能发生A_q-opt编码第2个bit与第3个bit同时错判的情况。而在图4中，各个A_q的边界处只处于某一个训练波束的主瓣边缘，因此错判时往往只会发生1个bit的错判，减少多个bit同时错判的可能。

3)降低错判带来的负面影响

当错判发生时，基于格雷映射的A_q-opt编码通常只有1个bit出错，而且错判的A_q与正确的A_q-opt相邻。例如，图4中，当AOD位于A_q“011”内靠近右侧边缘处，由于此处靠近训练波束3第一个主瓣的右边缘，易使A_q编码的第3个bit发生错判。若训练波束3的增益未达到阈值，接收机将A_q编码的第3个bit错判为“0”，那么错判的结果为“010”，紧邻正确区域“011”的右侧。由于错判情况下对应的AOD通常位于A_q-opt边界附近，即错判时的AOD实际是由次优通信波束覆盖的，因此错判时仍可以提供仅次于最优通信波束的阵列增益。

本发明方法中，通信波束数目Q，通常为2的整数次幂，即Q＝2^K，上面实例中针对Q＝8的情况进行说明。

优选地，当Q取值为8或16时，可直接按照上述第一步～第三步执行，对空间范围为(-90°,+90°)进行划分搜索。例如Q＝16时，与Q＝8时类似，按照4bit格雷映射对A_q进行编码，并据此设计4个训练波束，如图5所示。

当Q取值大于16且Q＝2^K时，采用分阶段的搜索方式，阶段划分机制具体如下：

(1)当K＝3*k₃时，其中k₃为正整数，将搜索过程分为k₃个阶段，每一个阶段中的AOD区间数目R取值为2³；

(2)当K＝4*k₄时，其中k₄为正整数，将搜索过程分为k₄个阶段，每一个阶段中的R取值为2⁴；

(3)当K＝3*k₃+4*k₄时，将搜索过程分为k₃+k₄个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴；。

(4)当K＝3*k₃+4*k₄+1时，将搜索过程分为k₃+k₄+1个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴，在一个阶段中R取值为2；

(5)当K＝3*k₃+4*k₄+2时，将搜索过程分为k₃+k₄+2个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴，在一个阶段中R取值为4。

在R取值为2或4的阶段，本发明采用遍历方式搜索最优区间。

在R取值为8或16的阶段，执行步骤1～步骤3，如图1所述。

步骤1，将当前阶段待搜索的空间范围划分为R个AOD区间，第r个区间记为A_r，将区间A_r的编码表示为一个J位的二进制数；r＝1,2,…,R，J、R均为正整数，且R＝2^J；当前阶段待搜索的空间范围为上一阶段得到的最优区间。

第一个阶段中进行搜索的空间范围为(-90°,+90°)。

步骤2，设计J个训练波束。设计训练波束j，使得训练波束j的主瓣只位于区间编码第j个bit为1的区域，j＝1,2,…,J。

步骤3，发射机使用训练波束发射信号，接收机记录各训练波束的信号强度，并与事先设定的阈值比较，来判断是否处于训练波束的主瓣范围内，若处于训练波束j的主瓣范围内，则判定当前阶段最优区间A_j-opt的编码的第j个bit为1，否则为0，最后接收机将A_j-opt的编码反馈回发射机。

当不分阶段时，Q＝R，上述步骤1～步骤3即本发明方法所述的第一步至第三步。但当分阶段搜索时，Q≠R。分阶段时，根据上面阶段和步骤进行。例如，Q＝256时，K＝8＝3+4+1，k₃＝1，k₄＝1，搜索分三个阶段进行。对于R为2³或2⁴的阶段，该阶段的搜索结果为R个区间中的一个，记为A_j-opt。在各阶段划分区间时，并非每个通信波束对应一个区间，而是几个相邻的波束主瓣划分到一个区间内。在本例中，第一个阶段R＝2³，每个区间波束数目为Q/2³＝32；第二个阶段R＝2⁴，每个区间波束数目为Q/(2³*2⁴)＝2；第二个阶段R＝2，每个区间波束数目为Q/(2³*2⁴*2)＝1。在R取值为2¹或2²的阶段，直接采用遍历方式搜索最优区间。

对于二维天线阵，即3D波束赋形，其波束指向及覆盖区域也是二维的，同样可利用本发明方法所述的格雷映射对A_q进行编码，并据此设计训练波束，进行快速信道估计。以4*4的覆盖区域为例，其覆盖区域编码与训练波束设计方式如图6所示。与一维直线阵的处理方法类似，在通信数目更多时，同样可以采用5bit或更高的格雷映射，并进行分阶段的搜索。

将本发明方法与现有三种方法进行仿真实验，现有三种方法分别为参考文件2记载的802.15.3c标准中方法(简记802.15.3c)、参考文件3记载的802.11ad标准中方法(简记802.11ad)和参考文件4中记载的二分搜索方法，所得到的复杂度对比如图7所示。

对都采用多天线的两个设备，需要估计双向信道的两个AOD。当两个设备具有同样数目的天线与通信波束时，记N_sector为扇区数目，N_beam为每一扇区内波束数目，那么802.15.3c中的最低复杂度N_3c为

802.11ad中，最低复杂度N_ad为

N_ad＝(N_sector*N_beam)*2 (4-2)

二分搜索方法的最低复杂度N_2div为

N_2div＝2*2*log₂Q (4-3)

从图7中可以看出，本发明方法复杂度，随Q数量的增加，复杂度相比现有方法，均有所降低。

毫米波通信常用于一个设备与多个用户的移动设备连接的场景，因此点对多点的星形网络是常见的拓扑结构，比如小区内单个基站与多个移动台的通信，或者WLAN中单个AP(Access Point)与多个便携设备之间通信。该场景下，中心节点若使用波束成形技术，就需要估计多个末端节点所对应的AOD，据此找到指向各个末端节点的最优通信波束。在多用户AOD估计场景中，本发明方法在复杂度上具有独特的优势。

当中心节点采用8或16个通信波束时(Q＝8或Q＝16)，本发明方法可以不用多个阶段，仅在第一个阶段内即可完成多个用户对应的AOD估计。以Q＝8为例，3个用户U1、U2、U3的A_q-opt分别为图4中010、101、111对应的A_q。在第一阶段内，中心节点通过4个训练波束发射信号时，3个用户都可得到当前的接收信号强度，并据此同时进行所属A_q-opt的判断过程。U1判断自己处于训练波束2的主瓣覆盖范围内，据此得到所属A_q-opt编码为010；U2判断自己处于训练波束1、3的主瓣覆盖范围内，据此得到所属A_q-opt编码为101；U3判断自己处于训练波束1、2、3的主瓣覆盖范围内，据此得到所属A_q-opt编码为111。与单用户AOD估计相比，整个过程所需的训练信号发射次数仍为3，并未增加；变化的仅仅是总反馈信息量，由3bit增加到9bit。显然，在用户数目继续增加时，训练信号发射次数仍然维持在3，增加的仅仅是不可缺少的总反馈信息量。

二分搜索与三分搜索，每个阶段的细化程度有限，在第一个阶段无法达到所需的AOD精细程度。因此，必须分多个阶段进行。相比单用户，多用户下的AOD估计复杂度大大上升。仍以Q＝8为例，3个用户U1、U2、U3的A_q-opt分别为图4中编号为010、101、111的A_q内，对应表3中编号为011、111、101的A_q。

表3 通信波束数为8时的二分搜索过程

此时二分搜索需要分3个阶段，在第一阶段，发射2次训练信号，3个用户各自判断所属A_q-opt编号分别为0XX、1XX、1XX，反馈0、1、1；在第二阶段，发射4次训练信号，3个用户各自判断所属A_q-opt编号分别为01X、11X、10X，分别反馈1、1、0；在第三阶段，发射6次训练信号，3个用户各自判断所属A_q-opt编号分别为011、111、101，分别反馈1、1、0。由于第二阶段3个用户不在搜索范围内，因此在第二阶段，虽然对某一用户，搜索范围得到细化，但由于多用户AOD估计的需要，无法仅通过2个波束进行训练。同理，在第三阶段，通过不同训练波束发射信号的次数继续增加。在本例中，二分搜索的总反馈信息量为9bit，与本发明方法一致。而在训练信号发射次数方面，二分搜索为12，遍历搜索为8，本发明方法为3。可以预期，当用户数目更多、AOD分布更加均匀时，而二分搜索在每个阶段都需通过所有的训练波束发射信号，总的训练信号发射次数最多可达14。

通过对比可见，在Q＝8或Q＝16下进行多用户AOD估计时，反馈信息量与用户数量与AOD精细程度有关，无法降低。但在训练信号发射方面，本发明方法无论对于多少用户都是一致的；而二分搜索的复杂度不仅没有起到降低复杂度的作用，反而比遍历搜索还要复杂。

Claims (5)

1.一种毫米波系统快速信道估计方法，其特征在于，

第一步，根据通信波束数目Q，对通信波束所覆盖的空间范围进行区间划分，对各区间进行编码；

将通信波束所覆盖的空间范围划分为Q个AOD区间，第q个区间记为A_q，将区间A_q的编码表示为一个K位的二进制数；q＝1,2,…,Q，K、Q均为正整数，且Q＝2^K；AOD表示离开角；

第二步，设计K个训练波束；

设计训练波束k，使得训练波束k的主瓣只位于区间编码第k个bit为1的区域，k＝1,2,…,K；

设计训练波束q，使得训练波束q的主瓣只位于区间编码第q个bit为1的区域，q＝1,2,…,Q；

第三步，发射机使用训练波束发射信号，接收机记录各训练波束的信号强度，并与事先设定的阈值比较，来判断是否处于训练波束的主瓣范围内，若处于训练波束k的主瓣范围内，则判定最优区间A_q-opt的编码的第k个bit为1，否则为0，最后接收机将A_q-opt的编码反馈回发射机，所述的最优区间A_q-opt为发射机确定的AOD所隶属的区间，发射机将采用A_q-opt编码对应的波束作为最优通信波束进行通信。

2.根据权利要求1所述的毫米波系统快速信道估计方法，其特征在于，所述的第一步中，将q-1对应的二进制数作为区间A_q的编码。

3.根据权利要求1所述的毫米波系统快速信道估计方法，其特征在于，所述的第一步中，将q-1对应的二进制数进行格雷映射后得到的二进制数作为区间A_q的编码。

4.根据权利要求1所述的毫米波系统快速信道估计方法，其特征在于，所述Q取值为8或16，第一步中的通信波束所覆盖的空间范围为(-90°,+90°)。

5.根据权利要求1或2或3所述的毫米波系统快速信道估计方法，其特征在于，所述Q取值大于16且Q＝2^K时，采取分阶段的搜索方式，阶段划分机制如下：

(1)当K＝3*k₃时，其中k₃为正整数，将搜索过程分为k₃个阶段，每一个阶段中的区间数目R取值为2³；

(2)当K＝4*k₄时，其中k₄为正整数，将搜索过程分为k₄个阶段，每一个阶段中的R取值为2⁴；

(3)当K＝3*k₃+4*k₄时，将搜索过程分为k₃+k₄个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴；

(4)当K＝3*k₃+4*k₄+1时，将搜索过程分为k₃+k₄+1个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴，在一个阶段中R取值为2；

(5)当K＝3*k₃+4*k₄+2时，将搜索过程分为k₃+k₄+2个阶段，在k₃个阶段中R取值为2³，在k₄个阶段中R取值为2⁴，在一个阶段中R取值为4；

在R取值为2或4的阶段，采用遍历方式搜索最优区间，待搜索的空间范围为上一阶段得到的最优区间；

在R取值为8或16的阶段，执行步骤1～步骤3，如下：

步骤1，将当前阶段待搜索的空间范围划分为R个AOD区间，第r个区间记为A_r，将区间A_r的编码表示为一个J位的二进制数；r＝1,2,…,R，J、R均为正整数，且R＝2^J；

当前阶段待搜索的空间范围为上一阶段得到的最优区间；第一个阶段中进行搜索的空间范围为(-90°,+90°)；

步骤2，设计J个训练波束；设计训练波束j，使得训练波束j的主瓣只位于区间编码第j个bit为1的区域，j＝1,2,…,J；

步骤3，发射机使用训练波束发射信号，接收机记录各训练波束的信号强度，并与事先设定的阈值比较，来判断是否处于训练波束的主瓣范围内，若处于训练波束j的主瓣范围内，则判定当前阶段最优区间A_j-opt的编码的第j个bit为1，否则为0，最后接收机将A_j-opt的编码反馈回发射机。

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