CN105451445B - 一种印刷电路板供电网络的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种印刷电路板供电网络的设计方法，获得电源容许的最大噪声电压和最大瞬态工作电流；根据获得的最大噪声电压和最大瞬态工作电流，获取直流目标阻抗和交流目标阻抗；根据获取的直流目标阻抗和交流目标阻抗，进行供电网络模型设计；对供电网络模型设计结果进行仿真，获取仿真结果；判断直流阻抗仿真结果和交流阻抗仿真结果是否符合设计要求，若是，则结束；若否，则根据获取的直流阻抗仿真结果和交流阻抗仿真结果对供电网络模型进行修改，并重复对供电网络模型设计结果进行仿真。根据低功耗大电流的电源对直流噪声和交流噪声的敏感性，分别对直流阻抗和交流阻抗进行仿真，并限定交流阻抗要实现的频率范围，具有工程应用性和可实现性。

Description

一种印刷电路板供电网络的设计方法

技术领域

本发明涉及印刷电路板设计技术领域，尤其涉及一种印刷电路板供电网络的设计方法。

背景技术

随着集成电路设计技术与加工工艺的进步以及人们对高性能电子设备的需求，电路系统设计正朝着高速度、大电流、低电压、低功耗的方向发展。电路工作电压的降低必然导致对电源电压噪声的要求更加严格，而系统处理速度的提高同时又导致了平均工作电流与瞬态变化电流的增大以及噪声带宽的增加。瞬态变化电流是电源噪声产生最根本的原因之一，在电源分配网络(Power Delivery Network，PDN)的设计能力保持不变的情况下，这无疑又增大了电源噪声。控制电源电压噪声在可接受的范围内就是保证系统稳压电源在经过电源传输系统后，在指定器件端口相对该器件对工作电源要求的符合程度，也就是电源完整性(Power Integrity，PI)的体现。目前的电源完整性的设计和仿真比较零散，与当前愈发严苛的电源设计目标相比，明显的偏离了工程设计要求。

针对高速PCB上的电源完整性设计，通常采用工程样机的参考方法。即根据经验，先做一个参考板，然后对参考板的各种电源指标进行测试，确认通过后再将此参考板的电源设计作为样板，以约束其他的设计。例如在任何频点，都不允许比参考样机的阻抗高，否则就不能通过。这样的技术在现实应用中主要会产生两个问题：

第一，参考板的要求会很高，无法知道参考板的设计和实际的指标之间的差距，这无疑会减少设计裕量，增加设计困难；

第二，标准不合理，与参考板相比，很难有一个设计的频率阻抗曲线全部偏低，大部分情况是一些频点高，一些频率低，而且这些设计在测试时也都是达标的。

发明内容

针对现有的PDN设计存在的上述问题，现提供一种旨在实现符合工程设计要求的印刷电路板供电网络的设计方法。

具体技术方案如下：

一种印刷电路板供电网络的设计方法，包括下列步骤：

步骤一、获得电源容许的最大噪声电压和最大瞬态工作电流；

步骤二、根据获得的所述最大噪声电压和所述最大瞬态工作电流，获取直流目标阻抗和交流目标阻抗；

步骤三、根据获取的所述直流目标阻抗和所述交流目标阻抗，进行供电网络模型设计；

步骤四、对供电网络模型设计结果进行仿真，获取直流阻抗仿真结果和交流阻抗仿真结果；

步骤五、判断所述直流阻抗仿真结果和所述交流阻抗仿真结果是否符合设计要求，若是，则结束；

步骤六、根据获取的所述直流阻抗仿真结果和所述交流阻抗仿真结果对所述供电网络模型进行修改，并返回步骤四。

优选的，所述步骤二中，通过对系统噪声容限电压进行分解，获得所述直流目标阻抗和所述交流目标阻抗。

优选的，在步骤二中通过下式获取所述直流目标阻抗：

R_DC＝S₁×ΔV_max/I_max；

其中，R_DC表示直流目标阻抗，ΔV_max表示最大噪声电压，I_max表示最大瞬态工作电流，S₁表示直流电压噪声占系统噪声容限电压的比例。

优选的，S₁＝0.2。

优选的，在步骤二中通过下式获取所述交流目标阻抗：

Z_AC＝S₂×ΔV_max/ΔI_max；

其中，Z_AC表示交流目标阻抗，ΔV_max表示最大噪声电压，ΔI_max表示最大瞬态变化电流，S₂表示交流电压噪声占系统噪声容限电压的比例。

优选的，S₂＝0.8。

优选的，通过下式获取所述最大瞬态变化电流ΔI_max：

ΔI_max＝0.5I_max。

优选的，所述供电网络模型包括：

电压调整模块，分别连接电源地和电源平面；

电解电容，与所述电源平面和电源地并联，且位于靠近所述电压调整模块的一侧；

高频陶瓷电容，与所述电解电容并联，且位于靠近所述电源平面和电源地的一侧。

优选的，所述步骤五包括：

判断所述直流阻抗仿真结果是否小于所述直流目标阻抗，以及所述交流阻抗仿真结果在设定频率范围内是否小于所述交流阻抗；

如所述直流阻抗仿真结果小于所述直流目标阻抗，并且所述交流阻抗仿真结果在设定频率范围内小于所述交流阻抗，则判断所述供电网络模型符合设计要求。

优选的，所述步骤六中，当所述直流阻抗仿真结果大于或等于所述直流目标阻抗时，对所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线进行调整。

优选的，对所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线进行调整的方法包括：

将所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线加粗，和/或

减小所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线长度。

优选的，所述步骤六中，当所述交流阻抗仿真结果大于或等于所述交流阻抗时，调整所述高频陶瓷电容的电容值。

优选的，所述设定频率范围为：0MHz-25MHz。

上述技术方案的有益效果：

根据低功耗大电流的电源对直流噪声和交流噪声的敏感性，分别对直流阻抗和交流阻抗进行仿真，并限定了交流阻抗要实现的频率范围，使该方法具有工程应用性和可实现性。

附图说明

图1为传统的基于目标阻抗的电源分配网络的输入阻抗曲线图；

图2为本发明所述印刷电路板供电网络的一种实施例的设计方法流程图；

图3为本发明所述供电网络模型的一种实施例的电路图；

图4为本发明对交流阻抗仿真结果进行迭代的曲线图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

本发明基于如下发现：

现有的PDN典型的设计思路通常基于目标阻抗的设计方法，基于欧姆定律进行计算，并在预定的频率范围内得到实现。目标阻抗的定义为系统容忍的最大噪声电压与最大瞬态变化电流的比值，通常目标阻抗以下式表示：

Z_target＝ΔV_max/ΔI_max；

其中，Z_target表示目标阻抗，ΔV_max表示最大噪声电压，ΔI_max表示最大瞬态变化电流。

如图1所示，从集成电路(integrated circuit，IC)看进去的PDN输入阻抗A在频率为0至f₁范围内小于目标阻抗B，可使电源噪声控制在系统噪声容限内。

然而，采用目标阻抗进行分析设计PDN时，通常系统容忍的最大噪声电压比较容易获得；但是，针对最大瞬态变化电流的获取，不论是通过理论分析还是实际测试，都很难得到；另外，对于最高截止频率也没有确定的定义。若将电源作为阶跃信号，由于信号的能量多集中在低频部分，根据下式可获取截止频率：

F＝0.35/Tr；

其中，F表示截至频率，Tr表示信号上升时间。

然而，目标阻抗也存在着过设计和在高频段无法实现的问题。

从传统的阻抗设计PDN的角度来看：传统的目标阻抗设计PDN的方法存在着设计粗糙和实现困难的问题，根据能量随着频率升高而逐渐降低的原则，目标阻抗应该随着频率的增加而增加，而不是一条直线。随着高性能微处理器工作电流的增大和工作电压的降低，目标阻抗已降到20mΩ乃至更低，这样的要求即使在频率为50MHz的PCB上的也无法达到。

从PDN设计的工程实现上来看：在PCB进行电源走线时，电源走线的长度、宽度、平面层数以及铜皮厚度，不再适合根据经验来估计。以工作电压为1V、最大瞬态变化电流为5A的CPU电源为例，假设噪声容限为50mV，电源走线阻抗相差2mΩ，那么在PCB产生的静态压降为10mV，占噪声容限的五分之一。

系统噪声一般可分为直流噪声和交流噪声(AC Noise)，两者共同分担了系统的噪声容限。现有技术普遍对交流噪声提出了一系列的解决方案；但忽视了直流噪声对PCB供电网络产生的噪声的影响。

基于上述问题，本发明旨在提供一种对DC(直流)噪声和AC(交流)噪声进行结合分析的印刷电路板供电网络设计方法。

如图2所示，一种印刷电路板供电网络的设计方法，包括下列步骤：

步骤一、获得电源容许的最大噪声电压和最大瞬态工作电流；

步骤二、根据获得的最大噪声电压和最大瞬态工作电流，获取直流目标阻抗和交流目标阻抗；

步骤三、根据获取的直流目标阻抗和交流目标阻抗，进行供电网络模型设计；

步骤四、对供电网络模型设计结果进行仿真，获取直流阻抗仿真结果和交流阻抗仿真结果；

步骤五、判断直流阻抗仿真结果和交流阻抗仿真结果是否符合设计要求，若是，则结束；

步骤六、根据获取的直流阻抗仿真结果和交流阻抗仿真结果对供电网络模型进行修改，并返回步骤四。

本实施例提供了一套系统的印刷电路板供电网络的设计方法，将DC仿真结果和AC仿真结果综合考虑；根据低功耗大电流的电源对直流噪声和交流噪声的敏感性，分别对直流阻抗和交流阻抗进行仿真，并对仿真结果进行迭代，根据迭代结果不断调整供电网络模型，以提高了印刷电路板供电网络完整性设计的可实现性，使之更贴近工程应用。

在优选的实施例中，由于系统噪声容限由直流噪声和交流噪声共同分担，上述步骤二中，可通过对系统噪声容限电压进行分解，获得直流目标阻抗和交流目标阻抗。

在优选的实施例中，在步骤二中可通过下式获取所述直流目标阻抗：

R_DC＝S₁×ΔV_max/I_max；

其中，R_DC表示直流目标阻抗，ΔV_max表示最大噪声电压，I_max表示最大瞬态工作电流，S₁表示直流电压噪声占系统噪声容限电压的比例。

进一步的，可通过下式获取所述交流目标阻抗：

Z_AC＝S₂×ΔV_max/ΔI_max；

其中，Z_AC表示交流目标阻抗，ΔV_max表示最大噪声电压，ΔI_max表示最大瞬态变化电流，S₂表示交流电压噪声占系统噪声容限电压的比例。

于本发明较优的实施例中，可令S₁与S₂的比例为1:4，即直流噪声占系统噪声容限的1/5，交流噪声占系统噪声容限的4/5，因此，S₁＝0.2，S₂＝0.8。

由于最大瞬态变化电流若取系统最大瞬态工作电流会造成目标阻抗过于严格无法实现，在优选的实施例中，可令最大瞬态变化电流ΔI_max与最大瞬态工作电流I_max的关系为：

ΔI_max＝0.5I_max。

在本实施例中以工作电压为1V，噪声容限为5％，即最大噪声电压为50mV，最大瞬态工作电流为5A，最高主频为1.5GHz为例，计算直流目标阻抗和交流目标阻抗：

最大瞬态变化电流ΔI_max＝0.5×5A＝2.5A；

根据上述公式计算直流目标阻抗为：R_DC＝0.2×50mV/5A＝2mΩ；

根据上述公式计算交流目标阻抗为：Z_AC＝0.8×50mV/2.5A＝16mΩ。

如图3所示，在优选的实施例中，供电网络模型可包括：电压调整模块1、电解电容C1和高频陶瓷电容C2，电压调整模块1分别连接电源地GND和电源平面VDD；电解电容C1与电源平面VDD和电源地GND并联，且位于靠近所述电压调整模块1的一侧；高频陶瓷电容C2与电解电容C1并联，且位于靠近电源平面VDD和电源地GND的一侧。

在优选的实施例中，一般高频陶瓷电容C2通常靠近负载放置，这样从电压调整模块1输出到负载就有一段不可忽视的电源走线距离，DC阻抗即指的这段电源走线的直流阻抗。直流阻抗与电源走线的关系为：

r_DC＝ρ*L/(W*d)；

其中ρ表示电源走线铜皮的电阻率，d是指电源走线铜皮厚度，L表示电源走线的长度，W表示电源走线的宽度。

AC阻抗指的是从高频陶瓷电容C2到负载这一段，大量的高频陶瓷电容C2和PCB电源地GND平面构成了负载的交流阻抗回路。系统的最大瞬态变化电流，通过交流阻抗回路，最终造成了负载的交流噪声。减去电解电容C1到高频陶瓷电容C2这一段的IR-Drop，剩下的即为交流噪声容限。而对于交流阻抗的计算，仍然采取传统目标阻抗的计算方法，不同的是针对频率范围的限定和最大瞬态变化电流的确定。根据上述的最大瞬态变化电流与最大瞬态工作电流的关系，确定最大瞬态变化电流，以获取交流阻抗。

在优选的实施例中，上述步骤五包括：判断直流阻抗仿真结果是否小于直流目标阻抗，以及交流阻抗仿真结果在设定频率范围内是否小于交流阻抗；如所述直流阻抗仿真结果小于所述直流目标阻抗，并且所述交流阻抗仿真结果在设定频率范围内小于所述交流阻抗，则判断所述供电网络模型符合设计要求。

在优选的实施例中，上述步骤六中，当直流阻抗仿真结果大于或等于直流目标阻抗，或不满足设定条件时，对电压调整模块1与电源平面VDD和电源地GND之间的电源走线进行调整，以调整直流阻抗的大小。

进一步的，对电压调整模块1与所述电源平面VDD和电源地GND之间的电源走线进行调整的方法可包括：将电压调整模块1与电源平面VDD和电源地GND之间的电源走线加粗，和/或减小电压调整模块1与电源平面VDD和电源地GND之间的电源走线长度。

在优选的实施例中，上述步骤六中，当交流阻抗仿真结果大于或等于交流阻抗，或不满足设定条件时，调整高频陶瓷电容C2的电容值，以改善交流阻抗的大小。

图4展示了对交流阻抗仿真结果进行迭代的过程，D1表示第一次仿真时交流阻抗仿真结果曲线、D2表示第二次仿真时交流阻抗仿真结果曲线，D3表示第三次仿真时交流阻抗仿真结果曲线，由图4可知通过仿真迭代第三次的仿真效果优于前两次，可使交流阻抗接近或达到目标交流阻抗。

在优选的实施例中，可在0MHz-25MHz的频率范围内对供电网络模型进行调整，传统的目标阻抗设计PDN的方法，在频率-阻抗曲线上体现为一条直线，并截止到系统的工作频率。该方法忽略了电源的频率阻抗曲线在高频部分是逐渐上升的特征，同时也没有考虑到系统的阻抗要求随频率提高而逐渐下降，并且在PCB上可控制的频率范围为20MHz-30MHz，更高频率的阻抗要求是不可实现的。本实施例考虑到这些缺陷，只在0MHz-25MHz范围内做阻抗控制，符合现实阻抗的要求。

以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，包括下列步骤：

步骤一、获得电源容许的最大噪声电压和最大瞬态工作电流；

步骤二、根据获得的所述最大噪声电压和所述最大瞬态工作电流，获取直流目标阻抗和交流目标阻抗；

步骤三、根据获取的所述直流目标阻抗和所述交流目标阻抗，进行供电网络模型设计；

步骤四、对供电网络模型设计结果进行仿真，获取直流阻抗仿真结果和交流阻抗仿真结果；

步骤五、判断所述直流阻抗仿真结果和所述交流阻抗仿真结果是否符合设计要求，若是，则结束，若否，则转向步骤六；

步骤六、根据获取的所述直流阻抗仿真结果和所述交流阻抗仿真结果对所述供电网络模型进行修改，并返回步骤四；

所述步骤五包括：

判断所述直流阻抗仿真结果是否小于所述直流目标阻抗，以及所述交流阻抗仿真结果在设定频率范围内是否小于所述交流阻抗；

如所述直流阻抗仿真结果小于所述直流目标阻抗，并且所述交流阻抗仿真结果在设定频率范围内小于所述交流阻抗，则判断所述供电网络模型符合设计要求；

所述设定频率范围为：0MHz-25MHz；

所述供电网络模型包括：

电压调整模块，分别连接电源地和电源平面；

电解电容，与所述电源平面和电源地并联，且位于靠近所述电压调整模块的一侧；

高频陶瓷电容，与所述电解电容并联，且位于靠近所述电源平面和电源地的一侧。

2.如权利要求1所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，所述步骤二中，通过对系统噪声容限电压进行分解，获得所述直流目标阻抗和所述交流目标阻抗。

3.如权利要求1所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，在步骤二中通过下式获取所述直流目标阻抗：

R_DC＝S₁×ΔV_max/I_max；

其中，R_DC表示直流目标阻抗，ΔV_max表示最大噪声电压，I_max表示最大瞬态工作电流，S₁表示直流电压噪声占系统噪声容限电压的比例。

4.如权利要求3所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，S₁＝0.2。

5.如权利要求1所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，在步骤二中通过下式获取所述交流目标阻抗：

Z_AC＝S₂×ΔV_max/ΔI_max；

其中，Z_AC表示交流目标阻抗，ΔV_max表示最大噪声电压，ΔI_max表示最大瞬态变化电流，S₂表示交流电压噪声占系统噪声容限电压的比例。

6.如权利要求5所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，S₂＝0.8。

7.如权利要求5所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，通过下式获取所述最大瞬态变化电流ΔI_max：

ΔI_max＝0.5I_max；

其中，I_max表示最大瞬态工作电流。

8.如权利要求1所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，所述步骤六中，当所述直流阻抗仿真结果大于或等于所述直流目标阻抗时，对所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线进行调整。

9.如权利要求8所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，对所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线进行调整的方法包括：

将所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线加粗，和/或

减小所述电压调整模块与所述电源平面和所述电源地之间的电源走线长度。

10.如权利要求1所述印刷电路板供电网络的设计方法，其特征在于，所述步骤六中，当所述交流阻抗仿真结果大于或等于所述交流阻抗时，调整所述高频陶瓷电容的电容值。