CN105451327B - 自干扰定位信号的抑制方法和终端 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种自干扰定位信号的抑制方法和一种终端，其中自干扰定位信号的抑制方法包括：重建终端当前锁定的路径信号，得到重建信号；在接收到的第一信号中去除重建信号，得到第二信号；在第二信号中进行信号搜索，若根据搜索结果锁定到新的路径信号，则重建新的路径信号，在第二信号中去除重建的新的路径信号，并在残余信号中继续搜索，以锁定下一个路径信号，否则停止搜索；比较多次搜索信号过程中所锁定的路径信号之间的相位，将相位偏差最小的路径信号作为终端定位解算的路径信号。本发明在进行定位时，能够抑制多径信号对直达波信号的干扰，确定准确的直达波信号，基于直达波信号测算终端与基站之间的距离，从而提高测距结果的准确性。

Description

自干扰定位信号的抑制方法和终端

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体而言，涉及一种自干扰定位信号的抑制方法和一种终端。

背景技术

终端定位在行业客户、个人消费者中都有很好应用。通过测量终端与基站之间的信号传输时延、信号衰减程度、信号到达角度等参数，测算出终端与基站之间的距离，根据终端与3个基站或者4个基站之间的距离或方位，测算终端位置。无论哪种测量方式，都是基于测量基站发射给终端的信号参数获得的。比如对于GPS定位，手机终端需要通过码相关技术测量卫星与手机之间的伪距；对于wifi定位，手机终端需要通过测量接入点(AP)发射信号到达手机的信号强度来测算距离。码相位锁定的越准确，接收信号强度测算的越准确，定位精度会相应提高。信号在空间中传播，由于存在折射发射绕射现象(多径效应)，因此手机终端接收到的信号并非完全是直达波信号，往往是直达波信号和多径反射信号的叠加，有时出现多径发射信号强于直达波信号的情况。在这种情况下，基于码相位锁定机制工作的测距方法，手机终端本地码相位会直接锁定到多径反射信号，由于锁定的码相位延迟，因此基于码相位传输时延所述测量的距离就增大。基于信号强度测量机制工作的测距方法，手机终端会计算直达波信号与多径反射信号的能量和，由于接收能量较高，因此基于传播模型测算的距离就缩短。

以上测距方式都会给测量的距离带来误差，因此，需要一种新的测距技术，能够减少误差，获取准确的测量距离。

发明内容

考虑到相关技术中出现的技术问题，本发明所要解决的技术问题在于，提供一种自干扰定位信号的抑制技术，可减少测量误差，获取准确的测量距离。

有鉴于此，根据本发明的一个方面，提供了一种自干扰定位信号的抑制方法，包括：重建终端当前锁定的路径信号，得到重建信号；在接收到的第一信号中去除所述重建信号，得到第二信号；在所述第二信号中进行信号搜索，若根据所述搜索结果锁定到新的路径信号，则重建所述新的路径信号，在所述第二信号中去除重建的所述新的路径信号，并在残余信号中继续搜索，以锁定下一个路径信号，否则停止搜索；比较多次搜索信号过程中所锁定的路径信号之间的相位，以所述当前锁定的路径信号的相位位置为参考相位位置，将相位偏差最小的路径信号作为所述终端定位解算的路径信号。

终端读取锁定的每个路径信号相位，以最小相位偏差路径作为定位解算的传输路径，最小相位偏差路径即确定的直达波路径，而不是反射波路径，因此基于该最小相位偏差路径所测量的距离更为准确，最小相位偏差位置是以当前锁定的链路信号为参考相位且最超前的路径信号的相位位置。

根据本发明的另一方面，还提供了一种终端，包括：信号重建单元，连接至信号搜索单元，用于重建所述信号搜索单元当前锁定的路径信号以及其他路径信号；所述信号搜索单元，在接收到的第一信号中去除根据所述当前锁定的路径信号重建的信号，得到第二信号，以及在所述第二信号中进行信号搜索，若根据所述搜索结果锁定到新的路径信号，则通知所述信号重建单元重建所述新的路径信号，在所述第二信号中去除重建的所述新的路径信号，并在残余信号中继续搜索，以锁定下一个路径信号，否则停止搜索；测距单元，连接至所述信号搜索单元，比较多次搜索信号过程中所锁定的路径信号之间的相位，以所述当前锁定的路径信号的相位位置为参考相位位置，将相位偏差最小的路径信号作为所述终端定位解算的路径信号。

终端读取锁定的每个路径信号的相位，以最小相位偏差路径作为定位解算的传输路径，最小相位偏差路径即确定的直达波路径，而不是反射波路径，因此基于该最小相位偏差路径所测量的距离更为准确，最小相位偏差位置是以当前锁定的链路信号为参考相位且最超前的路径信号的相位位置。

附图说明

图1示出了根据本发明的实施例的自干扰定位信号的抑制方法的流程图；

图2示出了相关技术中的距离测量方法的示意图；

图3示出了根据本发明的实施例的自干扰定位信号的抑制处理过程示意图；

图4示出了根据本发明的实施例的搜索出的全部路径信号相位位置示意图；

图5示出了根据本发明的一个实施例的基于三点定位的示意图；

图6示出了对应于图5的拓扑架构的无线定位系统信号处理流程示意图；

图7示出了CDMA定位接收机的解调、解扩、信道均衡处理流程示意图；

图8示出了基于图3的处理流程获取的各距离测量值来定位终端的示意图；

图9示出了根据本发明的又一实施例的基于三点定位的示意图；

图10示出了根据本发明的实施例的相关峰特性示意图；

图11示出了根据本发明的实施例的定位处理过程流程图；

图12示出了根据本发明的实施例的存在自干扰信号的直达波信号通道相关输出的波形图；

图13示出了根据本发明的实施例的直达波锁定的波形图；

图14示出了根据本发明的实施例的终端的框图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。

图1示出了根据本发明的实施例的自干扰定位信号的抑制方法的流程图。

如图1所示，根据本发明的实施例的自干扰定位信号的抑制方法，可以包括以下步骤：

步骤102，重建终端当前锁定的路径信号，得到重建信号；

步骤104，在接收到的第一信号中去除重建信号，得到第二信号；

步骤106，在第二信号中进行信号搜索，若根据搜索结果锁定到新的路径信号，则重建新的路径信号，在第二信号中去除重建的新的路径信号，并在残余信号中继续搜索，以锁定下一个路径信号，否则停止搜索；

步骤108，比较多次搜索信号过程中所锁定的路径信号之间的相位，以相位偏差最小的路径信号作为终端定位解算的路径信号。

终端读取锁定的每个路径信号相位，以最小相位偏差路径作为定位解算的传输路径，最小相位偏差路径即确定的直达波路径，而不是反射波路径，因此基于该最小相位偏差路径所测量的距离更为准确，最小相位偏差位置是以当前锁定的链路信号为参考相位且最超前的路径信号的相位位置。

在上述技术方案中，优选的，在每次信号搜索过程中，采用信号捕获算法搜索出每一路径信号，并记录锁定的所述路径信号的相位，所述信号捕获算法包括以下至少一种：相关检测算法、循环滑动检测算法、快速傅氏变换算法(FFT)等。

在上述技术方案中，优选的，在进行定位解算之前，对所述终端所处的多径环境进行测试，获取所述多径环境的均方根时延参数；

以所述终端当前锁定的路径信号的相位位置为参考相位位置，在所述参考相位位置的超前均方根时延参数和滞后均方根时延参数之间的范围内搜索每一所述路径信号。

为了防止在搜索过程中，遗漏多径信号，因此，需要对终端的工作环境的多径情况进行摸底测试，大致了解多径环境的均方根时延参数，在搜索多径位置时，需要以当前锁定信号的相位位置为参考，在该相位位置的超前均方根时延参数和滞后均方根时延参数的范围内搜索其他多径信号的位置，该范围即终端的扫描相位范围。

在上述技术方案中，优选的，若在所述范围内没有搜索到其他路径信号，则将所述当前锁定的路径信号作为所述定位解算的路径信号。在该范围内没有搜索到其他多径信号，说明当前锁定的路径信号即直达波信号。

在上述技术方案中，优选的，调用信号估值算法，对每一锁定的路径信号进行参数估计，确定所述路径信号的功率和载波相位差；基于所述路径信号的功率和载波相位差，重建所述路径信号。

每捕获一个路径信号，需要立即调用信号估值算法来完成该路径信号的参数估计，计算出信号的功率、载波相位差和传输时延，然后基于确定的这些参数来重建该路径信号，以便在残余信号中抵消重建的路径信号，继续搜索下一个多径信号。传输时延通过接收机本地时钟提取。

下面结合图2至图7进一步说明根据本发明的又一实施例。

终端通过信号搜索和同步算法找到基站发射信号到达终端的时间相位。图2是常规的CDMA系统或OFDM系统工作原理图。发射端信号经过传输到达接收端(符号调制—扩频/IFFT—DAC—射频变换—信道)。终端通过同步算法找到接收信号相位，在此基础上，终端锁定这个相位，并开始信道估计和解扩/IFFT操作。为满足定位需求，终端的距离测量模块需要从当前的锁定的链路中提取距离测量参数。

对于CDMA系统，锁定的时间相位就是接收信号与本地伪码发生最大相关峰的位置。在信号捕获同步阶段，距离测量模块读取终端本地伪码相位与接收伪码相位发生最大信号相关峰的位置((N+δ)Chips，N表示整数码片数，δ表示小数码片数)。终端与基站之间的距离为(N+δ)·C/f_c，C为光速，f_c为伪码的码片速率。

对于ODFM系统，这个相位就是锁定Preamble接收符号的起始位置。在信号捕获同步阶段，距离测量模块读取同步后的1个OFDM符号或者多个OFDM符号的能量值，通常读取Preamble符号的能量。把Preamble符号的传输损耗作为路径损耗带入信道传播模型，比如自由空间传播损耗模型L＝32.4+20lgD+20lgF，D为终端与基站天线之间的距离，F为信号工作频率，可测算出终端与基站之间的距离。

由于多径效应的存在，尤其是在某些场景下，多径反射折射信号强度往往会高于直达波信号强度，比如地波通信和天波通信。基站发射地波信号到达终端的路径损耗往往高于天波反射通道的路径损耗。在这样的环境下同步接收信号，终端自然锁定天波信号到达的时间相位。由于天波信号幅度大大高于地波信号幅度，因此，常常出现无法锁定地波信号到达时间相位，然而终端定位往往是基于地波传输测算的。

为了解决上述问题，本发明对距离测量模块的工作机制进行改进，有关距离测量方法，属于现有技术，在此不再赘述。本发明提出的改进办法如图3所示。在不改变原有终端信号处理链路的前提下，首先根据信号估计模型和数据链路解调结果重建接收信号，然后从接收信号中扣除同步的数据链路信号。采用信号捕获算法重新对抵消后的接收信号进行捕获处理，按照信号捕获原理进行捕获。根据信号捕获策略，如果还可以锁定信号，那么说明存在多径效应，锁定的信号就是多径反射波信号。利用相同信号捕获原理，对本次锁定信号再次重建，并从接收信号中扣除重建的锁定信号，在残余信号中继续搜索下一个多径信号，直到不能锁定信号为止。通常可锁定3-6个反射路径信号。

每捕获到一个路径信号，立即调用信号估值算法，完成信号参数估计，根据参数估计结果重建该路径信号。

比较捕获到的所有路径信号的相位，以当前锁定的相位位置为参考相位，具有最小相位偏差的路径信号作为最终确定的直达波信号。

为了防止遗漏多径信号，需要在系统投入使用之前，对工作环境的多径情况进行摸底测试，大致了解多径环境的均方根时延参数τ_max。在搜索多径位置时，需要以当前锁定相位位置为参考，在锁定相位的超前τ_max和滞后τ_max范围内搜索其他多径位置。终端扫描的相位范围如图4所示。

假设终端锁定了两个路径信号，则终端的测距单元比较锁定的两个传输路径相位，如果后捕获的信号相位早于先前捕获跟踪的信号相位，那么后捕获的信号相位位置就为“直达波”信号到达相位。测距单元记录所有的“直达波”信号相位。在图4中，直达波0为当前终端锁定的同步位置。CDMA系统将本地伪码相位调整到这个位置，开始解扩解调数据。OFDM系统从这个位置开始接收符号数据。直达波1～5是新搜索出的信号同步位置。显然直达波3的相位最靠前，因此这个位置是真正的直达波信号位置，定位系统测距应该基于这个位置。

对于OFDM系统，终端对抵消后的信号实时捕获策略，终端每次调整的相位为采样值；对于CDMA系统，终端对抵消后的信号实施捕获策略，终端每次调整相位为1/2码片相位或者1/4码片相位。

CDMA系统在直达波3的位置接收1个符号的能量；OFDM系统调整同步位置，从直达波3的位置接收1个符号能量，用新锁定的相位接收信号参数参与测距解算。

考虑到其他多径信号会干扰本径数据接收，因此需要在[-τ_max，τ_max]范围内搜索出全部多径信号并重建。在图4中，需要重建直达波1、直达波2、直达波0、直达波4和直达波5的接收信号，在直达波3的位置处扣除其他多径信号的影响。

对于采用CDMA和OFDM机制的定位导航系统，链路数据的解调处理可以调整到真正的直达波位置处接收，也可以锁定到信号强度较强的那个路径接收信号，解调处理。为了保证链路数据质量，建议终端数据解调以锁定的信号最强链路处理。定位距离的测算以基站最早到达终端的信号相位为准，用于定位测距的链路信号相位不一定与用于解调导航数据的信号链路相位相同。

因此，根据本发明的测距方法，终端的测距单元读取锁定的每个路径信号相位，以最小相位偏差路径作为定位解算的传输路径。最小相位偏差位置的确定是以当前锁定的链路信号为参考相位最超前的那一个路径信号。测距单元等终端完成码片同步、定时同步和载波同步后方可启动。

其次，终端在搜索最小相位偏差的路径信号过程中，需要对已捕获同步信号进行参数估计并重建。在以当前同步位置为基准进行相位超前滞后扫描时，需要对已重建的信号进行抵消，且信号抵消的位置发生在采样之后。

终端每捕获1个路径信号，立即调用信号估值算法，完成信号参数估计，得到的信号参数包括信号的功率和载波相位差。基于接收信号的参数估值，重建这个接收信号。

最后，为了防止遗漏多径信号，通过摸底测试，获得系统工作环境的信道均方根时延参数。该均方根时延参数作为滑动相位扫描范围的依据。相位滑动以采样值为计。根据信道均方根时延值和采样频率，确定相位超前和滞后的样值数量。

若在当前锁定相位的超前滞后范围内，没有搜索到其他路径信号，则当前锁定路径即为直达波信号路径，参与距离测算。

下面参考图5进一步阐述根据本发明的又一实施例。

图5给出了3点定位的应用情况，基站A、基站B、基站C采用CDMA工作原理，也可以采用OFDM工作原理。接收点R利用来之基站A、基站B和基站C的信号，对信号进行处理可解算出R点的位置坐标。

图6给出了对应于图5的拓扑架构的无线定位系统信号处理流程示意图。基站A、基站B和基站C的信号分别通过各自的信号处理链路做发射处理，处理结束后通过发射天线辐射出去。接收机需要采用多通道处理技术，每个通道处理一路来之发射基站的信号。

对于CDMA工作原理的定位系统，基站A发射出去的无线导航信号在图6的A点具备如下模型为S_A(t)＝P_A·PN_A(t)·cosωt，其中P_A为基站A的信号发射功率，PN_A(t)为基站的特征识伪码，cosωt为基站A的载波信号。同理可知，基站B在B点的发射信号模型为S_B(t)＝P_B·PN_B(t)·cosωt；基站C在C点的发射信号模型为S_C(t)＝P_C·PN_C(t)·cosωt。基站A、B、C的发射信号，通过传输信道到达D，理想情况下，D点信号模型为：

其中α_A，α_B，α_C是对应基站到接收点之间信号传输路径衰减因子；t_A，t_B，t_C是对应基站的信号从发射天线到达R处接收天线的伪码信号传输时延；是对应基站的信号从发射天线到达R处接收天线的载波信号相位延迟。

实际上，由于受多径反射折射的影响，D点信号模型为

其中α_Ai，α_Bi，α_Ci分别是对应基站信号从发射天线到达接收天线R处的第i传输信道路径衰减因子；t_Ai，t_Bi，t_Ci分别是对应基站的信号从发射天线到达R处接收天线的第i传输信道伪码信号传输时延；分别是对应基站的信号从发射天线到达R处接收天线的第i传输信道载波信号相位延迟。

图7给出了CDMA定位接收机的解调、解扩、信道均衡处理流程示意图。

在CDMA工作原理定位系统中，终端接收机分别接收基站A、B、C的导航信号，通过本地的基站A信号处理模块、基站B信号处理模块、基站C信号处理模块，分别提取基站A的导航电文、基站B的导航电文、基站C的导航电文。由于基站A、B、C的伪码具备较好的相关特性，因此基站A信号处理模块在对X(t)进行解调、解扩、信道均衡等处理时，X(t)中的基站B、基站C的信号对基站A的影响为多址干扰，利用伪码相关特性，可以较好的抑制多址干扰。

图7中，终端接收机基站A的信号处理模块提取伪码相位测量值和载波相位测量值，将2个测量值用于距离测量计算。载波测量值主要用于修正伪码测量值的精度，由于是现有技术，因此本发明在此不做展开分析。接收机开始工作时，3个信号处理通道的伪码相位从指定位置开始滑动，接收机锁定基站A信号的时间相位就是基站A信号处理通道中接收信号X(t)与本地伪码发生最大相关峰的位置。伪码测量值实质上就是接收机本地伪码序列的滑动相位，本地伪码滑动1个相位，图7中的相位计数器增加1，直到出现最大相关峰。在信号捕获同步阶段，出现最大相关峰后，读取伪码相位计数器的值。这个值就是伪码相位测量值(N+δ)Chips(N表示整数码片数，δ表示小数码片数)。终端与基站之间的距离为(N+δ).C/f_c，C为光速，f_c为伪码的码片速率。可得到基站A发射信号到达接收机R的信号传输时延t_A＝(N_A+δ_A)/f_c。同理可得，基站B发射信号到达接收机R的信号传输时延t_B＝(N_B+δ_B)/f_c，基站C发射信号到达接收机R的信号传输时延t_C＝(N_C+δ_C)/f_c。通常接收机认为发生最大相关峰时的伪码相位就是直达波信号达到相位。把这个伪码相位测量值送到定位解算模块(即测距单元)。

定位解算模块调用如下表达式解算接收机定位坐标，

其中，(x,y)为接收机坐标，属于未知量；(x_A,y_A)，；(x_B,y_B)，(x_C,y_C)分别为基站A、B、C的坐标，属于已知量；d_A、d_B、d_C为接收机分别与基站A、B、C的距离测量值，属于已知量；Δt为接收机时钟与基站A、B、C的时钟钟差，属于未知量。

对于OFDM系统，发生最大相关峰的相位就是锁定Preamble接收符号的起始位置。在信号捕获同步阶段，距离测量模块读取同步后的1个OFDM或者多个OFDM符号的能量值，通常读取Preamble符号的能量。把Preamble符号的传输损耗作为路径损耗带入信道传播模型，比如自由空间传播损耗模型L＝32.4+20lgD+20lgF，D为终端与基站天线之间的距离，F为信号工作频率，可测算出终端与基站之间的距离，得到d_A、d_B、d_C测量值。

然而由于多径效应的存在，有时出现多径反射折射信号强度往往会高于直达波信号强度。基站发射直达波信号到达终端的路径损耗往往高于多径反射通道的路径损耗。在这样的环境下，接收机同步接收信号，终端自然锁定多径反射信号到达的时间相位。由于多径信号幅度大大高于直达波信号幅度，因此，常常出现无法锁定直达波信号到达时间相位。测距单元利用锁定的多径信号相位参与定位解算，引入测量误差，导致定位失败，因为终端定位往往是基于直达波信号传输测算的。在天地波无线定位系统中，天波信号就是典型的多径反射信号。接收机在天波干扰情况无法锁定地波信号，导致定位误差极大。

针对这个问题，本发明给出了一种直达波信号判决方法，如图3所示。就是在现有的接收机同步信号处理基础上的信号重建和抵消操作。为了便于描述，图3只给出了基站A信号处理的改进部分，接收机对基站B、C的信号处理改进方式相同，因此不再赘述。在不改变原有终端信号处理链路的前提下，首先根据接收机当前锁定的链路信号测量值，调用信号处理算法，重建当前锁定的链路信号，然后从接收信号中扣除锁定的数据链路信号。信号捕获算法模块重新对抵消后的接收信号进行捕获处理，按照信号捕获原理进行捕获。根据信号捕获策略，如果还可以锁定信号，那么说明存在多径效应。利用相同原理，对本次锁定信号重建，并从接收信号中扣除，继续搜索下一个多径信号，直到不能锁定信号位置。测距单元分别记录每次发生相关峰时的伪码相位测量值。每个伪码相位测量值就表示存在1个链路信号。根据先后顺序，依次标注为直达波0、直达波1、直达波2、.....(参考图4)。本发明实质上是一种直达波信号判决过程，判定接收机当前锁定的最大相关峰信号相位是否为直达波信号，只有锁定真正意义上的直达波信号，距离测量才不会出错，定位才会准确。

如图3所示，在原有接收机同步信号处理的基础上，增加了多径识别处理过程，包含信号重建、信号抵消、信号捕获判决、解扩/FFT处理等环节。新增的多径识别处理过程支持单通道信号处理，也支持多通道并行处理。对于单通道信号处理，系统需要调整时序，保证做到单通道复用。新增的多径识别处理过程可以基于FPGA硬件实现，也可基于DSP软件实现。

本发明可应用到CDMA、OFDM、脉冲工作原理的无线通信系统中，也可以用到MIMO系统、分集发射、分集接收等模式的无线通信系统中。持怀疑态度对待终端当前已经锁定的相位信号，利用信号处理算法把当前锁定的信号重建数学模型，从接收信号中扣除重建信号，采用信号捕获策略对进行扣除后的信号执行搜索，若信号搜索成功，说明系统存在1个多径分支，再次对这个多径分支信号重建，然后从接收信号中扣除重建的2组信号(第一次重建的信号以及本次重建的信号)，信号捕获算法再次对残余信号进行搜索，看是否可以检测到同步信号。如果还能检测到同步信号，则再次执行重建扣除操作，直到无法搜索出期望信号为止。信号捕获算法为现有技术，可以为相关检测、循环滑动检测等。终端收集所有捕获到的同步信号相位，对锁定相位进行排序，找出的最靠前的相位位置即为直达波信号到达位置。图4给出了利用本发明锁定的信号相位位置，每个锁定的相位均出现相关峰。

在图4中，直达波0为接收机首先锁定的基站A信号，这个相位在图7中的相关计数器输出最大相关峰，接收机把这个伪码测量值作为基站A与接收机之间的信号传输时延t_A送入定位单元参与运算，显然出现错误，因为直达波0不是真正的基站A与接收机之间的直达波信号。本发明重建了直达波0的信号，在图3中的接收信号中扣除直达波0的信号影响，利用信号捕获算法对残余信号做信号捕获处理，结果出现相关峰，标注为直达波1。重建直达波1的信号后继续实施本发明，发现了直达波2，依次类推，发现直达波3、直达波4、直达波5。图8中的测距单元从图3的信号处理链路中依次提取发生最大相关峰位置的伪码相位测量值，按照相位从小到大的顺序排列。显然直达波3对应的伪码相位测量值最小，因此这个位置才是真正的基站A信号传输的接收机的直达波路径时延t_A。如图8所示，按照相同方法确定从基站B和基站C分别到接收机的真正直达波，分别计算出三个基站到接收机的距离，并基于这三个距离对终端接收机进行定位。

接下来继续参考图9至图13以CDMA工作原理定位系统为例阐述本发明的实施过程。

如图9所示，基站A发射信号通过A1和A2两条路径到达终端R，传输信道模型为：

H＝α_A1·δ(t-t_A1)+α_A2·δ(t-t_A2)，

其中，α_Ai表示A基站第i条路径损耗，t_Ai表示A基站第i条路径传输时延。

基站B发射信号通过B1和B2两条路径到达终端R，传输信道模型为：

H＝α_B1·δ(t-t_B1)+α_B2·δ(t-t_B2)，

其中，α_Bi表示B基站第i条路径损耗，t_Bi表示B基站第i条路径传输时延。

基站C发射信号通过C1和C2两条路径到达终端R，传输信道模型为：

H＝α_C1·δ(t-t_C1)+α_C2·δ(t-t_C2)，

其中，α_C1表示C基站第i条路径损耗，t_Ci表示C基站第i条路径传输时延。

终端在R处收到来自基站A、B、C的两个路径信号叠加为：

其中，P_Ai表示终端接收到的A基站第i个路径信号功率，P_Ai＝α_Ai·P_A；PN(t-t_Ai)表示终端接收到的A基站第i个路径伪码序列；表示终端接收到的A基站第i路径载波信号。A1、B1、C1是接收机真正希望锁定的信号。

如图11所示，终端接收机基站A信号处理模块利用PN_A(t)cosωt与X(t)进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PN_A(t)来搜索X(t)中的基站A的伪码信号。基站B信号处理模块利用PN_B(t)cosωt与X(t)进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PN_B(t)来搜索X(t)中基站B的伪码信号。基站C信号处理模块利用PN_C(t)cosωt与X(t)进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PN_C(t)来搜索X(t)中基站C的伪码信号。

由于α_A2＜＜α_A1，比如α_A1＝α_A2+10～30dB的应用环境，因此P_A2＜＜P_A1。图7的终端接收机基站A信号处理通道首先锁定A2路径信号。锁定A2路径后，图7中所示的相关累加器输出为：

其中，R(Δρ_AAi)表示终端接收机本地伪码PN_A(t)与A基站第i个传输路径伪码相关值。R(Δρ_ABi)表示终端接收机本地伪码PN_A(t)与B基站第i个传输路径伪码相关值，属于多址干扰。R(Δρ_ACi)表示终端接收机本地伪码PN_A(t)与C基站第i个传输路径伪码相关值，属于多址干扰。

由于PN_A(t)与PN_B(t)、PN_C(t)是经过优选的伪码序列，具备如图10所示的相关特性，因此在基站A信号处理通道中，可以将基站B、基站C发射信号对基站A信号的多址干扰视为噪声。相关器输出Z_A可简化为：

由于P_A2＞＞P_A1，因此相关器输出Z_A进一步简化为：

由于接收机基站A信号处理通道锁定了A2路径信号，因此终端接收机测距单元就会把A2路径视为基站A到终端的直达波，读取伪码相位测量值参与定位解算。显然引入测量误差，导致定位失败。因为真正的传输路径应该为A1。

为了解决这个问题，需要重建A2路径信号，并从接收信号X(t)中扣除A2路径信号的影响，那么剩下的就是A1路径信号和噪声干扰了。

图11给出了改进后的信号处理流程。对比传统的接收机信号处理流程，图11中新增了3个多径识别处理过程，分别对应基站A的多径识别，基站B的多径识别，基站C的多径识别。

根据数值估算算法，比如MLE算法，通过对Z_A进行多次测量，得到P_A2的估计值Δρ_A2的估计值的估计值图11中利用测量估计值和当前伪码锁定相位可以重建A2路径信号：

同理可以重建B2、C2路径信号：

在图11中，基站A、B、C信号处理通道发生最大相关峰时，相关计数器输出分别为：

写成矩阵为

进一步可写成

对Z_A、Z_B、Z_C进行多次测量，利用数值估算方法，比如MLE算法，可估算出进而可得

扩展开，考虑基站A、基站B和基站C相互之间的多址干扰，基站A、B、C信号处理通道发生最大相关峰时，相关计数器输出分别为

进一步也可写成

对Z_A、Z_B、Z_C进行多次测量，利用数值估算方法，比如MLE算法，同样可估算出进而可得

终端获得了当前锁定信号的接收功率和载波相位差利用当前锁定信号伪码相位测量值可得基于这3个参数可重建到达接收机时的本径信号参数。对A2、B2、C2信号重建后，并进行抵消操作，信号抵消后的残值为：

基站A多径识别模块利用PN_A(t)cosωt与进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PN_A(t)来搜索中的基站A的伪码信号。基站B信号处理模块利用PN_B(t)cosωt与进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PN_B(t)来搜索中基站B的伪码信号。基站C信号处理模块利用PN_C(t)cosωt与进行运算，通过滑动本地伪码序列的相位PN_C(t)来搜索中基站C的伪码信号。有关多径识别处理模块中的信号捕获策略为现有技术，在此不再赘述。

由于基站A、B、C采用的伪码序列PN_A(t)、PN_B(t)、PN_C(t)具备图10所示的相关峰特性，因此基站A多径识别模块中信号搜索一旦成功，即解扩/FFT模块输出呈现图10所示的相关特性，那么出现最大相关峰位置就是一个多径信号。记录此时发生最大相关峰时对应的伪码相位测量值。将基站A信号处理模块中记录的伪码相位测量值和多径识别处理模块总记录的伪码相位进行比较(伪码相位测量值实际实际上是伪码相位计数器的计数值，存在大小之分)，把最小的伪码相位测量值对应的那个路径信号作为真正的直达波信号时延传输参数，基于该直达波信号时延传输参数进行定位计算。在本实施例中，由于只涉及2个路径，因此多径识别模块锁定的这个位置就是A1路径，信号传输时延为t_A1＝(N_A+δ_A)/f_c，接收机R与基站A的距离测量值为d_A＝t_A1·C＝(N_A+δ_A)·C/f_c。同理可得，基站B发射信号到达接收机R的信号传输时延t_B1＝(N_B+δ_B)/f_c，距离测量值为d_B＝t_B1·C＝(N_B+δ_B)·C/f_c。基站C发射信号到达接收机R的信号传5输时延t_C1＝(N_C+δ_C)/f_c，距离测量值为d_C＝t_C1·C＝(N_C+δ_C)·C/f_c。有了距离测量值，定位解算模块利用下式解算出接收机R的坐标位置(x,y)。

至此完成了终端的整个定位过程。

图12给出了存在自干扰信号时的直达波信号通道相关输出。由于自干扰路径信号很强，因此终端无法捕获同步直达波信号。图13给出了实施本发明后的直达波锁定情况。由图13可见，来自A、B、C基站的直达波通道出现明显相关峰，信号可以被锁定。有了直达波信号锁定相位，即可测算距离。

图14示出了根据本发明的实施例的终端的框图。

如图14所示，根据本发明的实施例的终端1400可以包括：

信号重建单元1402，连接至信号搜索单元，用于重建所述信号搜索单元当前锁定的路径信号以及其他路径信号；

所述信号搜索单元1404，在接收到的第一信号中去除根据所述当前锁定的路径信号重建的信号，得到第二信号，以及在所述第二信号中进行信号搜索，若根据所述搜索结果锁定到新的路径信号，则通知所述信号重建单元重建所述新的路径信号，在所述第二信号中去除重建的所述新的路径信号，并在残余信号中继续搜索，以锁定下一个路径信号，否则停止搜索；

测距单元1406，连接至所述信号搜索单元1404，比较多次搜索信号过程中所锁定的路径信号之间的相位，以相位偏差最小的路径信号作为所述终端定位解算的路径信号。

在上述技术方案中，优选的，信号搜索单元1404还用于在每次信号搜索过程中，采用信号捕获算法搜索出每一路径信号，并记录锁定的所述路径信号的相位，所述信号捕获算法包括以下至少一种：相关检测算法、循环滑动检测算法、快速傅氏变换算法。

在上述任一技术方案中，优选的，信号搜索单元1404可以包括：扫描范围确定单元14042，在进行定位解算之前，对所述终端所处的多径环境进行测试，获取所述多径环境的均方根时延参数，以所述终端当前锁定的路径信号的相位位置为参考相位位置，在所述参考相位位置的超前均方根时延参数和滞后均方根时延参数之间的范围内搜索每一所述路径信号。

为了防止在搜索过程中，遗漏多径信号，因此，需要对终端的工作环境的多径情况进行摸底测试，大致了解多径环境的均方根时延参数，在搜索多径位置时，需要以当前锁定信号的相位位置为参考，在该相位位置的超前均方根时延参数和滞后均方根时延参数的范围内搜索其他多径信号的位置，该范围即终端的扫描相位范围。

优选的，所述测距单元1406还用于在所述信号搜索单元1404在所述范围内没有搜索到其他路径信号时，将所述当前锁定的路径信号作为所述定位解算的路径信号。

在上述技术方案中，优选的，信号重建单元1402可以包括：信号估值单元14022，用于调用信号估值算法，对每一锁定的路径信号进行参数估计，确定所述路径信号的功率和载波相位差，以及根据所述路径信号的相位，估计所述路径信号的传输时延，并基于所述路径信号的功率、载波相位差和传输时延，重建所述路径信号。

通过本发明的技术方案，在进行定位时，能够抑制多径信号对直达波信号的干扰，确定准确的直达波信号，基于直达波信号测算终端与基站之间的距离，从而提高测距结果的准确性。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种自干扰定位信号的抑制方法，其特征在于，包括：

重建终端当前锁定的路径信号，得到重建信号；

在接收到的第一信号中去除所述重建信号，得到第二信号；

在所述第二信号中进行信号搜索，若根据所述搜索结果锁定到新的路径信号，则重建所述新的路径信号，在所述第二信号中去除重建的所述新的路径信号，并在残余信号中继续搜索，以锁定下一个路径信号，否则停止搜索；

比较多次搜索信号过程中所锁定的路径信号之间的相位，以所述当前锁定的路径信号的相位位置为参考相位位置，将相位偏差最小的路径信号作为所述终端定位解算的路径信号。

2.根据权利要求1所述的自干扰定位信号的抑制方法，其特征在于，在每次信号搜索过程中，采用信号捕获算法搜索出每一路径信号，并记录锁定的所述路径信号的相位，所述信号捕获算法包括以下至少一种：相关检测算法、循环滑动检测算法、快速傅氏变换算法。

3.根据权利要求2所述的自干扰定位信号的抑制方法，其特征在于，在进行定位解算之前，对所述终端所处的多径环境进行测试，获取所述多径环境的均方根时延参数；

在所述参考相位位置的超前均方根时延参数和滞后均方根时延参数之间的范围内搜索每一所述路径信号。

4.根据权利要求3所述的自干扰定位信号的抑制方法，其特征在于，若在所述范围内没有搜索到其他路径信号，则将所述当前锁定的路径信号作为所述定位解算的路径信号。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的自干扰定位信号的抑制方法，其特征在于，调用信号估值算法，对每一锁定的路径信号进行参数估计，确定所述路径信号的功率和载波相位差；

根据所述路径信号的相位，估计所述路径信号的传输时延；

基于所述路径信号的功率、载波相位差和传输时延，重建所述路径信号。

6.一种终端，其特征在于，包括：

信号重建单元，连接至信号搜索单元，用于重建所述信号搜索单元当前锁定的路径信号以及其他路径信号；

所述信号搜索单元，在接收到的第一信号中去除根据所述当前锁定的路径信号重建的信号，得到第二信号，以及在所述第二信号中进行信号搜索，若根据所述搜索结果锁定到新的路径信号，则通知所述信号重建单元重建所述新的路径信号，在所述第二信号中去除重建的所述新的路径信号，并在残余信号中继续搜索，以锁定下一个路径信号，否则停止搜索；

测距单元，连接至所述信号搜索单元，比较多次搜索信号过程中所锁定的路径信号之间的相位，以所述当前锁定的路径信号的相位位置为参考相位位置，将相位偏差最小的路径信号作为所述终端定位解算的路径信号。

7.根据权利要求6所述的终端，其特征在于，所述信号搜索单元还用于在每次信号搜索过程中，采用信号捕获算法搜索出每一路径信号，并记录锁定的所述路径信号的相位，所述信号捕获算法包括以下至少一种：相关检测算法、循环滑动检测算法、快速傅氏变换算法。

8.根据权利要求7所述的终端，其特征在于，所述信号搜索单元包括：

扫描范围确定单元，在进行定位解算之前，对所述终端所处的多径环境进行测试，获取所述多径环境的均方根时延参数，在所述参考相位位置的超前均方根时延参数和滞后均方根时延参数之间的范围内搜索每一所述路径信号。

9.根据权利要求8所述的终端，其特征在于，所述测距单元还用于在所述信号搜索单元在所述范围内没有搜索到其他路径信号时，将所述当前锁定的路径信号作为所述定位解算的路径信号。

10.根据权利要求6至9中任一项所述的终端，其特征在于，所述信号重建单元包括：

信号估值单元，用于调用信号估值算法，对每一锁定的路径信号进行参数估计，确定所述路径信号的功率和载波相位差，以及根据所述路径信号的相位，估计所述路径信号的传输时延，并基于所述路径信号的功率、载波相位差和传输时延，重建所述路径信号。