CN105379011A

CN105379011A - 电子可控的人工阻抗表面天线

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Publication number: CN105379011A
Application number: CN201380077921.1A
Authority: CN
Inventors: 丹尼尔·J·格雷瓜尔; 约瑟夫·S·科尔伯恩
Original assignee: HRL Laboratories LLC
Current assignee: HRL Laboratories LLC
Priority date: 2013-07-03
Filing date: 2013-07-13
Publication date: 2016-03-02
Anticipated expiration: 2033-07-13
Also published as: EP3017504A1; WO2015002658A1; EP3017504B1; CN105379011B; EP3017504A4

Abstract

一种可控的人工阻抗表面天线，其在φ及θ角可控，所述天线包括：电介质基板；位于所述电介质基板的第一表面上的多个金属带，所述金属带在所述电介质基板的长度上相互间隔设置，每个金属带都沿着所述电介质基板的宽度延伸；靠近所述电介质基板边缘，沿着所述电介质基板的宽度相互间隔设置的表面波馈送；其中，所述电介质基板基本上位于由X轴和Y轴构成的X-Y平面内；所述φ角为相对于所述X轴的X-Y平面内的角度；所述θ角为相对于与所述X-Y平面正交的Z轴的角度。

Description

电子可控的人工阻抗表面天线

相关申请的交叉引用

本申请与2010年11月3日提交的序列号为12/939,040的美国专利申请以及2011年9月23日提交的序列号为13/242,102的美国专利申请相关，其全部内容通过引用结合在本申请中。本申请还与2013年7月3日提交的序列号为13/934,553的美国专利申请相关，并要求其优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。

技术领域

本公开涉及人工阻抗表面天线(ArtificialImpedancesurfaceantenna，简称：AISA)。具体地，本公开设计一种低成本、2D、电子可控的人工阻抗表面天线。

背景技术

很多应用场景都需要主增益瓣二维电子可控的天线。在现有技术中，二维控制最普通地由相控阵列天线提供。相控阵列天线具有复杂的电子器件，因此造价十分高昂。

在现有技术中，描述了各种电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)，其具有一维电子控制功能，且包括Sievenpiper的美国专利US7,245,269，US7,071,888和US7,253,780所述的AISA。这些天线在某些应用场景中是有用的，但是并不适用于需要二维控制的所有应用场景。在某些应用场景中，可用采用机械控制来提供对一维电子可控天线的二维控制。然而，还有很多应用场景并不需要机械控制。Sievenpiper所描述的天线同样需要可以为变容二极管提供电压控制的途径。

Lai和Colburn于2013年5月7日提交的美国专利US8,436,785描述了一种二维电子可控AISA。Lai和Colburn公开的天线成本较高，且电子设计复杂。这是因为需要在二维上将电压控制的复杂网络控制到阻抗元件的二维阵列，以此可以产生任意阻抗图形，从而实现任何方向上的波束控制。

通过在人工阻抗表面(AIS)发射表面波，实现人工阻抗表面天线(AISA)，其阻抗可以根据在AIS上的表面波与需要的远场辐射图的相前匹配的函数在AIS上进行空间调制。

在前述的参考文献中，如下所列，参考文献[1]-[6]描述了由调制的人工阻抗表面形成的人工阻抗表面天线(AISA)。Patel[1]展示了标量使用端射、光晕馈送的一维空间调制的AIS，其由接地的电介质的金属片线性阵列构成。Sievenpiper、Colburn和Fong的参考文献[2]-[4]展示了平面和曲面上的标量和张量AISA，其使用波导或双极馈送的二维空间调制的AIS，该AIS由顶部具有有金属贴片网格的接地电介质构成。Gregoire的参考文献[5]-[6]研究了AISA操作对于其设计性能的依赖程度。

参考图1，AISA操作的基本原理是利用被调制的AIS的网格动量，将激发表面波前端的波矢量匹配到需要平面波。在一维情形下，其可以表示为：

k_sw＝k_osinθ_o-k_p(1)

其中，k_o是设计频率上的辐射的自由空间波数；θ_o是相对于AIS标量的需要的辐射的角度；k_p＝2π/p是AIS网格动量，其中p为AIS调制周期；k_sw＝n_ok_o是表面波的波数，其中为AIS调制中的平均表面波的折射率。所述表面波阻抗通常选择为具有根据下式沿着SWG正弦调制表面波阻抗的模式：

Z(x)＝X+Mcos(2πx/p)(2)

其中，p是调制的周期，X为平均阻抗，M为调制幅度。选择X、M和p，使得相对于Z轴的X-Z平面的辐射角θ由下式确定：

θ＝sin^-1(n₀-λ₀/p)(3)

其中，n0是平均表面波指数，λ₀是辐射的自由空间波长。n₀与Z(x)通过下式相关：

n_{0} = \frac{1}{p} {&Integral;}_{0}^{p} \sqrt{1 + Z {(x)}^{2}} d x \approx \sqrt{1 + X^{2}} - - - (4)

对于任何形状的AISA，等式(2)中的AISA阻抗调制可以总结为：

其中，是需要的辐射波矢量，是AIS的三维位置矢量，r是沿着AIS从表面波源到沿着AIS表面的地线之间的距离。该表达式可以用于确定任何几何形状、包括扁平状、圆柱状、半球状或其他任意形状的AISA的指数调制。在某些情况下，确定r的值在几何学上是较为复杂的。

对于扁平的AISA来讲，r值的确定比较简单，

对于设计用于在时，辐射到波矢量的扁平AISA，表面波源定位于x＝y＝0，调制函数为：

Z(x,y)＝X+Mcos(k_o(n_or-xsinθ_o))(6)

等式(2)中的余弦函数可以由任何周期函数取代，且AISA将仍然如其所设计而运行。但是，旁瓣的细节，带宽以及波束偏斜都将会受到影响。

AIS可以实现为接地电介质上的金属贴片的网格。通过根据将贴片大小与表面波指数关联的函数改变贴片的大小，可以实现所需的指数调制。指数与贴片大小之间的关联可以通过仿真、计算和/或测量技术实现。例如，Corburn[3]和Fong[4]使用了测试板的HFSS元胞边界特征值仿真和近场测量，从而确定其关联性函数。Luukkonen[7]提供的快速近似方法同样可以用于计算该关联性。然而，在这些方法中，通常会应用经验校正因子。在许多体系中，这些方法与HFSS特征值仿真和近场测量非常匹配。当贴片大小相较于基板厚度较大时，或者当每单元胞表面波的相位偏移达到180度时，这些方法会失效。在现有技术[8]和[9]所述的电子可控AIS天线中，AIS为电介质基板上的金属贴片的网格。通过给连接于每个贴片之间的电压可变变容二极管施加可变电压，可以在AIS上的每个位置实现表面波阻抗的局部控制。众所周知，AIS的表面波阻抗可以调谐，使得电容负载载入阻抗元件[8]和[9]之间。每个贴片与具有电压可变变容二极管电容器的四面上的相邻贴片电性连接。通过与每个阻抗元件贴片连接的电通路，将电压施加到变容二极管。一半的贴片与接地面电连接，接地面具有自每个贴片中心向下延伸穿过电介质基板的通路。剩下一半贴片与电压源电连接，穿过基板且穿过接地面上的孔，到达电压源。

在变容二极管可调性限制和AIS表面波属性限制内，计算机控制允许任何需要的阻抗模式应用到AIS中。该方法的局限性之一在于，通路可以大大减少AIS的操作带宽，这是因为通路还可以将电感传递到AIS上，从而将表面波带隙切换到低频上。随着变容二极管调谐到更好的电容，AIS电感增加，从而进一步降低表面波带隙频率。表面波带隙的最终结果为，不允许AIS在上述带隙频率之上使用。这同时也限制了AIS可调到的表面波阻抗的范围。

参考文献

1.Patel,A.M.；Grbic,A.,"APrintedLeaky-WaveAntennaBasedonaSinusoidally-ModulatedReactanceSurface,"AntennasandPropagation,IEEETransactionson,vol.59,no.6,pp.2087,2096,June2011

2.D.Sievenpiperetal,“HolographicAISsforconformalantennas”,29thAntennasApplicationsSymposium,2005

3.D.Sievenpiper,J.Colburn,B.Fong,J.OttuschandJ.Visher.,2005IEEEAntennasandProp.Symp.Digest,vol.1B,pp.256-259,2005.

4.B.Fongetal；,"ScalarandTensorHolographicArtificialImpedanceSurfaces,"IEEETAP.,58,2010

5.D.J.GregoireandJ.S.Colburn,Artificialimpedancesurfaceantennas,Proc.AntennasAppl.Symposium2011,pp.460-475

6.D.J.GregoireandJ.S.Colburn,Artificialimpedancesurfaceantennadesignandsimulation,Proc.AntennasAppl.Symposium2010,pp.288-303

7.O.Luukkonenetal,“Simpleandaccurateanalyticalmodelofplanargridsandhigh-impedancesurfacescomprisingmetalstripsorpatches”,IEEETrans.AntennasProp.,vol.56,1624,2008

8.Colburn,J.S.；Lai,A.；Sievenpiper,D.F.；Bekaryan,A.；Fong,B.H.；Ottusch,J.J.；Tulythan,P.；,"Adaptiveartificialimpedancesurfaceconformalantennas,"AntennasandPropagationSocietyInternationalSymposium,2009.APSURSI'09.IEEE,vol.,no.,pp.1-4,1-5June2009

9.Sievenpiper,D.；Schaffner,J.；Lee,J.J.；Livingston,S.；,"Asteerableleaky-waveantennausingatunableimpedancegroundplane,"AntennasandWirelessPropagationLetters,IEEE,vol.1,no.1,pp.179-182,2002.

急需提供一种成本低并可以实现二维操控的电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)。本公开的实施例解决了上述问题和需求。

发明内容

根据本说明书公开的第一实施例，提供了一种可控的人工阻抗表面天线，其在及θ角可控，所述天线包括：电介质基板；位于所述电介质基板的第一表面上的多个金属带，所述金属带在所述电介质基板的长度上相互间隔设置，每个金属带都沿着所述电介质基板的宽度延伸；靠近所述电介质基板边缘，沿着所述电介质基板的宽度相互间隔设置的表面波馈送；其中，所述电介质基板基本上位于由X轴和Y轴构成的X-Y平面内；所述角为相对于所述X轴的X-Y平面内的角度；所述θ角为相对于与所述X-Y平面正交的Z轴的角度。

根据本说明书公开的另一实施例，提供了一种可控的人工阻抗表面天线，其在及θ角可控，所述天线包括：电介质基板；位于所述电介质基板的第一表面上的多个金属带，所述金属带在所述电介质基板的长度上相互间隔设置，所述金属带具有平均间隔的中心，所述金属带在宽度上以周期p发生变化，每个金属带都沿着所述电介质基板的宽度延伸；靠近所述电介质基板边缘，沿着所述电介质基板的宽度相互间隔设置的表面波馈送；其中，所述电介质基板基本上位于由X轴和Y轴构成的X-Y平面内；所述角为相对于所述X轴的X-Y平面内的角度；所述θ角为相对于与所述X-Y平面正交的Z轴的角度。

结合上述详细描述和附图，上所述的和其他的特征和优点更加清楚。在附图和说明书中，附图标记表示各个特征，其中，在附图和说明书中，相同的附图标记指代相同的特征。

附图说明

图1示出了现有技术中自与调制阻抗交互的源向外传播表面波，以在窄波束中产生辐射。

图2A示出了电子可控的人工阻抗表面波天线(AISA)，图2B示出了本公开的AISA的侧视图。

图3为球坐标系的图示，其示出了到现有技术的笛卡尔坐标的角度和变换。

图4示出了本公开的另一种电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)。

图5示出了本公开的再一种电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)。

图6示出了本公开的AISA的另一种侧视图。

图7示出了本公开的AISA的再一种侧视图。

具体实施方式

以下描述中，详尽清楚的描述了本公开的各具体实施例。然而，本领域技术人员可以理解，即使没有下文给出的所有具体细节，也可以实施此处主张的发明。在其他实例中，并未对公知的特征进行描述，以免使得本发明难以理解。

图2示出了本公开提供的电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)，其成本相对较低，且可以在θ角和角方向上可控。图3为球坐标系的图示，图中示出了θ角和角。在图3中，角为X-Y平面内的角，θ角为自z轴形成的角。因为本发明的电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)的主增益瓣在θ角和角方向上均可控，本领域的技术人员可以称之为2D电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)。

图2A所示的电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)包括可调控制网络102和一维(1D)射频(RF)馈送网络103。当可调人工阻抗表面天线(AISA)101在图3所示的X-Y平面内时，通过改变1DRF馈送网络103的RF表面波馈送108之间的相对相位差，来对电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)的主增益瓣的操控进行控制。通过改变或调制可调人工阻抗表面天线(AISA)101的表面波阻抗，来控制θ角操控。

图2A所示的实施例中的人工阻抗表面天线(AISA)101包括电介质基板106，电介质基板106表面的金属带107所构成的周期阵列，电连接在金属带107之间的变容二极管109，以及RF表面波馈送108的1D阵列。通过控制施加到可调人工阻抗表面天线(AISA)101的金属带107的电压，来改变或调制AISA101的阻抗。金属带107上的电压改变了位于金属带107之间的变容二极管的电容，这样一来，就改变了AISA101的阻抗，从而在θ角方向上操控主增益瓣。

电压控制网络102施加直流(DC)电压到AISA结构上的金属带107。控制总线105为电压控制网络102提供控制功能。控制总线105可以来自微处理器，中央处理器或任何电脑或处理器。

控制总线104为1DRF馈送网络103提供控制功能。控制总线104可以来自微处理器、中央处理器、或任何计算机或处理器。

图2B示出了图2A的侧视图。如图所示，变容二极管109设置在金属带107之间，其位于电介质基板106的表面上。电介质基板106可以具有或不具有位于与金属带107所在的表面相对的表面之上的接地面119。如下文进一步所描述，在图6所示的实施例中，变容二极管并未设置的金属带107之间。在另一个实施例中，如图7所示，且如下文进一步所述，并未再使用变容二极管。然而，电介质基板106还可以包括具有可调电性能的材料404，例如，液晶材料。当施加电压到阻抗元件时，例如，可以形成、沉积、印刷或粘贴到电介质基板106上金属带107，电介质基板106的性能或者具有可调电性能的材料404会发生改变。特别地，介电常数会发生变化，由此改变金属带107之间的阻抗，从而在θ角方向上操控波束。

变容二极管是一种其电容随施加到其端子的电压的功能变化而改变的二极管，这使得其有利于调谐应用。当变容二极管109用于金属带107之间时，如图2A所示，通过控制经由金属带107施加到变容二极管109的电压，来改变变容二极管109的电容。这样反过来改变或调制了金属带107之间的电容耦合及阻抗，从而在θ角方向上操控波束。

对准变容二极管109的极性，使得到金属带107中任一的所有的变容二极管连接均连接到相同的极性。变容二极管的一个端子可以称为阳极，另一个端子可以称为阴极。因此，部分金属带107仅与变容二极管19的阳极连接，其他的金属带107仅与变容二极管19的阴极连接。进一步地，如图2A所示，AISA101上相邻的金属带107交替连接至变容二极管109的阳极或阴极。

AISA的一个维度上的金属带107之间的间隔，其可以为，例如，图3所示的X轴，可以是在AISA传播的来自RF表面波馈送108的RF波的RF表面波(SW)波长的一部分。在一个优选的实施例中，金属带107之间的间距最多可以是RF波的RF表面波波长的1/5。典型地，所述RF表面波波长的一部分可以仅为RF波的RF表面波波长的1/10。

在AISA的第二维度上与金属带107连接的变容二极管109之间的间距一般情况下基本与金属带之间的间距相同，其中，第二维度一般地与AISA的第一维度正交且可以为图3所示的Y轴。

RF表面波馈送108可以为相控阵列共同馈送结构，或可以为共形表面波馈送，其通过，例如微带，被集成到AISA中。可以使用的共形表面波馈送包括2011年9月23日提交的序列号为13/242,102的美国专利申请中所描述的共形表面波馈送，或“与2009年5月29日发表于IP.com现有技术数据公开IPCOM000183639D的“横向电表面波的定向耦合器”中所描述的共形表面波馈送，其均通过引用并入本文且在本文做出全面而完整的说明。

AISA的第二维度上或图3所示的y维度上的RF表面波馈送108之间的间距，可以基于与相控阵列天线相关的经验，该经验提示RF表面波馈送之间的间距不大于待发送或待发送最高频信号的自由空间波长的1/2。

电介质基板106的厚度由其介电常数和待发送或待接收的辐射频率确定。介电常数越高，基板越薄。

变容二极管109的电容值由AISA阻抗调制所需的范围确定，以此获得各个辐射角度。

运行于约10GHz的AISA可以使用电介质基板106，厚度为50密耳的Rogers3010电路板材料，其相对介电常数为11.2。在电介质基板106上，金属带107可以以2mm或者3mm的间距相互间隔设置。RF表面波馈送108可以以1.5cm的间距相互间隔设置，变容二极管109可以以2mm到3mm的间距相互间隔设置。变容二极管109的电容在0.2到2.0pF之间变化。针对不同辐射频率的设计或使用不同基板的设计也因此而不同。

为了发送或接收RF信号，发送/接手模块110与馈送网络103连接。馈送网络103可以为本领域技术人员公知的任何类型的相控阵列天线。为了描述方面，如图2A所示的馈送网络103包括一些列与发送/接收模块110连接的RF传输线路111，功率分配器112和移相器113。移相器113由数模转换器(DAC)114的电压控制线路118控制。数模转换器(DAC)114接收控制信号104，以控制在角方向上的操控。

使用馈送网络103，来在角方向上操控天线主瓣，以实现第个RF表面波馈送108之间的移相。如果RF表面波馈送108均匀地间隔设置，那么相邻RF表面波馈送108之间的移相为恒值。操控角和移相之间的关系可以通过标准相控阵列方法进行计算，具体根据如下等式：

φ＝sin^-1(λΔψ/2πd)(7)

其中，λ为辐射波长，d为表面波馈送108之间的间距，Δψ为RF表面波馈送108之间的移相。RF表面波馈送108还可以非均匀的相互间隔设置，且移相也因此而调整。

通过施加电压到金属带107之间的变容二极管109，来在θ角方向上操控天线瓣，使得AISA101具有表面波阻抗Z_sw，该阻抗随着离表面波馈送108的具体(x)而周期性地调制或改变，具体参考以下等式：

Z_sw＝X+Mcos(2πx/p)(8)

其中，X和M分别为平均阻抗和调制幅度，p为调制周期。可以对表面波阻抗Z_sw的变化进行正弦调制。操控角θ与阻抗调制相关，具体参考以下等式：

θ＝sin^-1(n_sw-λ/p)(9)

其中，λ为辐射波长。

n_{s w} = \sqrt{{(X / 377)}^{2} + 1} - - - (10),

为平均表面波指数。

通过调谐变容二极管的电压，在θ角方向上操控波束，是的X、M和p共同产生所需的θ角。通过超越方程，来计算表面波(SW)阻抗对变容二极管的依赖度，横向共谐振法或全波数值模拟法。

在图2A所示的实施例中，通过将交替金属带109连接到接地端120或经由电压控制线路116为剩余金属带107施加可调电压，来为变容二极管109施加电压。施加到每个电压控制线路116的电压为所需θ角的函数，或可以为各个电压控制线路116施加不同的电压。从接收来自在θ角方向上实现操控的控制器的数字控制105数模转换器(DAC)117，来施加电压。控制器可以为微处理器、中央处理器(CPU)，或任何计算机、处理器或控制器。

将一半的金属带107接地的优点在于，仅需要金属带107数量一半的电压控制线路116。然而，缺点在于，电压控制的空间分辨率和阻抗调制限制为金属带之间的间距的二倍。

图4示出了本公开的另一种电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)，其与图2A所示的实施例中描述的人工阻抗表面天线基本相同。唯一不同的是，在图4所示的实施例中，电压经由电压控制线路216施加到每个金属带207。与图2A所示的实施例相比，需要二倍数量的控制电压。然而，阻抗调制的空间分辨率也翻番。施加到每个电压控制线路216的电压为所需θ角的函数，或可以为各个电压控制线路216施加不同的电压。从接收来自在θ角方向上实现操控外部源的数字控制205数模转换器(DAC)217，来施加电压。外部源可以为微处理器、中央处理器(CPU)、或者任何计算机或处理器。

使用馈送网络203，以图1所示的相同的方式，来在角方向上操控天线主瓣，以实现每个RF表面波馈送208之间的移向。

图5示出了一个优选实施例。在这个优选实施例中，图2A和图4中的θ角控制DAC117和217替换为来自可变电压源350的单控制电压。由于可变电压源350的电压发生了变化，因此，AISA辐射角也在最大和最小θ角之间变化，最大最小θ角由AISA设计细节决定。电压经由电压控制线路352和354施加到AISA表面的金属带340。电压控制线路354可以为接地，电压控制线路352为可变电压。在x维度内，金属带340可交替地连接到电压控制线路352或电压控制线路354上。

一个或多个变容二极管309可以设置于相邻金属带340之间的间隙中，且以图2A所示的相同的连接方式电连接至金属带。

金属带可以具有在x维度上均匀间隔的中心，使得金属带340的宽度岁周期p346周期性的变化。虽然对于大多数设计而言，金属带数量在10到20之间较为合理，但是在周期346内，金属带的数量可以为任意数量。设计宽度变化，以产生在x方向上以周期p346进行周期调制的表面波阻抗，例如，上述等式(8)的正弦变化。

AISA上每个点的表面波阻抗由金属带的宽度和施加到变容二极管309的电压确定。结合参考文献[1]-[9]，可以较好的理解表面波阻抗与这些参数之间的关系。

变容器二极管309的电容随着施加电压而变化。当施加的电压为0V时，变容二极管的电容为其最大值C_max。随着施加电压升高，电容降低，直到达到最小值C_min。由于变容二极管的电容发生了变化，因此，阻抗调制参数，等式(8)X和M也由最小值X_min和M_min变化至最大值X_max和M_max。同样地，等式(10)中的平均表面波指数由

n_{m i n} = \sqrt{{(X_{m i n} / 377)}^{2} + 1}

变化至

n_{m a x} = \sqrt{{(X_{m a x} / 377)}^{2} + 1} .

由此，由等式(9)可知，AISA的辐射角度可被扫描的范围由最小值

θ_min＝sin^-1(n_min-λ/p)(11)

变化至最大值

θ_max＝sin^-1(n_max-λ/p)(12)，

单个控制电压也发生变化。

在图6的侧视图所示的另一实施例中，可用于电介质基板106、206和306的基板401由介电常数随电场应用发生变化的材料制成。如上所述，在本实施例中，没有使用任何变容二极管109、209或309。当施加电压到AISA上的金属带402时，在相邻的金属带以及金属带和基板接地面403之间都产生了电场。电场改变基板材料的介电常数，从而导致相邻金属带402之间的电容发生变化。如其他的实施例所述，相邻金属带402之间的电容决定了表面波阻抗。

在基于此的变形中，如图7的侧视图所示，电压差可以被施加到相邻金属带402上。这样，就可以产生金属带402之间的电场，并产生金属带402之间的可变材料的介电常数变化。可变材料404可以为任何电可变材料，例如，液晶材料或钛酸锶钡(BST)。尤其是在使用液晶材料的情况下，需要将可变材料404嵌入到惰性基板405内的容器中，如图7所示。

使用馈送网络303，以图1所示的相同的方式，来在角方向上操控天线主瓣，以实现每个RF表面波馈送308之间的移相。

以上结合专利法律条文的要求，对本发明进行了详细描述。鉴于以上描述，本领域技术人员应当理解如何在满足具体要求和条件的前提下，对本发明做出各种变形和修改。这样的变形和修改均在不脱离所述发明的范围和精神的前提下做出。

以上示例性和优选实施例的具体描述仅仅用于根据专利法相关规定解释说明本发明。本文并不旨在穷尽所有实施方式或者将本发明限制在以上所述的具体形式中，而旨在使得本领域技术人员能够理解本发明如何适用具体的用途或实施。对本领域的实施者而言，修改和变型的可能性显而易见。示例性实施例的描述并不构成任何限制。这些实施例可能包括了公差、特征尺寸、特别操作条件、工程标准等等。同时，这些实施例可以根据具体实施方式或随着现有技术水平的变化而变化，而这并不会对本发明构成任何限制。申请人已经结合现有技术发明了本公开，同时也考虑到了相关技术的进步，且将技术进步在未来的适用的考虑也纳入了技术进步中，即，考虑了当前技术水平的下一步技术进展。其用意是，本发明的范围由本申请所附的权利要求和等同物其限定。除非明确地如此说明，权利要求是单数形式的元件或元素并不旨在表示“一个且只有一个”。此外，在本公开中，不管是否有元件、组件或步骤清楚的记载在权利要求中，没有任何元件、组件，也没有任何方法或工艺步骤是为了奉献给公众。除非该元件通过短语“meansfor......”明确地记载，否则任何权利要求中的元件都不应视为落入35U.S.CSec.112，第六段的规定；除非步骤通过短语“comprisingthesteps(s)......”明确地记载，否则任何方法或工艺步骤都不应视为落入专利法相关规定中。

本文描述的所有元件，部件和步骤均优选地包含在此。应该理解，这些元件，部件和步骤中任何一个都可以被其他元件、部件和步骤替代，或者一起删除。这对于本领域技术人员来讲都是显而易见的。

构思：

至少公开了如下构思：

构思1、一种可控的人工阻抗表面天线，其在及θ角可控，所述天线包括：

电介质基板；

位于所述电介质基板的第一表面上的多个金属带，所述金属带在所述电介质基板的长度上相互间隔设置，每个金属带都沿着所述电介质基板的宽度延伸；

靠近所述电介质基板边缘，沿着所述电介质基板的宽度相互间隔设置的表面波馈送；

其中，所述电介质基板基本上位于由X轴和Y轴构成的X-Y平面内；

其中，所述角为相对于所述X轴的X-Y平面内的角度；

其中，所述θ角为相对于与所述X-Y平面正交的Z轴的角度。

构思2、根据构思1或17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：至少一个可调元件，所述可调元件耦接在相邻的每对金属带之间。

构思3、根据构思2所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述可调元件包括多个变容二极管，所述变容二极管耦接在相邻的每对金属带之间。

构思4、根据构思3所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：与各自的金属带耦接的每个变容二极管具有与耦接到各自金属带的各个变容二极管相同的极性。

构思5、根据构思2所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述可调元件包括相邻金属带之间的电变材料。

构思6、根据构思5所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述电变材料包括液晶材料或钛酸锶钡(BST)。

构思7、根据构思5所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述电介质基板为惰性基板；所述电变材料嵌入惰性基板中。

构思8、根据构思1或17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述表面波馈送经配置使得每个表面波馈送之间的相对相位差为所述电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)的主增益瓣确定角。

构思9、根据构思8所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：与所述表面波馈送耦接的射频(RF)馈送网络。

构思10、根据构思9所述的可控的人工阻抗表面天线，其中，所述射频(RF)馈送网络包括：

发射/接收模块；

多个移相器，各个移相器均与所述发射/接收模块耦接，且均与各自的表面波馈送耦接；

与所述移相器耦接的移相控制器。

构思11、根据构思1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述多个金属带的交变金属带与地耦接；不与地耦接的每个金属带与来自电压源的各自的电压耦接；

其中，通过改变各自的电压，来改变所述电介质基板的表面波阻抗。

构思12、根据构思1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：每个金属带与电压源耦接；

其中，通过改变各自所施加的来自电压源的电压，来改变所述电介质基板的表面波阻抗。

构思13、根据构思1所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：位于与所述电介质基板的第一表面相对的电介质基板的第二表面上的接地面。

构思14、根据构思1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述金属带具有由在所述电介质基板上传播的表面波的波长的一部分所间隔开的中心；

其中，所述波长部分小于或等于0.2。

构思15、根据构思14所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

所述可调元件为变容二极管；

耦接在相邻的两个金属带之间的相邻变容二极管之间的间隔大约与相邻金属带的中心之间的间隔相等。

构思16、根据构思1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

所述人工阻抗表面天线具有表面波阻抗Z_sw，该阻抗通过为所述金属片施加电压而得以调制和变化，以致在离所述表面波馈送某距离(x)处，所述表面波阻抗根据下式变化：

Z_sw＝X+Mcos(2πx/p)

其中，X和M分别为平均阻抗和调制幅度，p为调制周期；

所述θ角通过下式与所述表面波阻抗调制相关：

θ＝sin^-1(n_sw-λ/p)

其中，λ为在所述电介质基板上传播的表面波的波长；

n_{s w} = \sqrt{{(X / 377)}^{2} + 1}

为平均表面波指数。

构思17、一种可控的人工阻抗表面天线，其在及θ角可控，所述天线包括：

电介质基板；

位于所述电介质基板的第一表面上的多个金属带，所述金属带在所述电介质基板的长度上相互间隔设置，所述金属带具有平均间隔的中心，所述金属带在宽度上以周期p发生变化，每个金属带都沿着所述电介质基板的宽度延伸；

其中，所述角为相对于所述X轴的X-Y平面内的角度；

其中，所述θ角为相对于与所述X-Y平面正交的Z轴的角度。

构思18、根据构思17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：位于与所述电介质基板的第一表面相对的电介质基板的第二表面上的接地面。

构思19、根据构思17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

所述多个金属带的交变金属带与可变电压源的第一端子耦接；

不与所述第一端子耦接的每个金属带与所述可变电压源的第二端子耦接；

其中，通过改变所述可变电压源的第一和第二端子之间的电压，来改变所述电介质基板的人工阻抗表面天线的表面波阻抗。

构思20、根据权利要求18所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述可调元件包括相邻金属带之间的电变材料。

构思21、根据权利要求20所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述电变材料包括液晶材料或钛酸锶钡(BST)。

构思22、根据权利要求20所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

所述电介质基板为惰性基板；

所述电变材料嵌入惰性基板中。

构思23、根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述表面波馈送经配置使得每个表面波馈送之间的相对相位差为所述电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)的主增益瓣确定角。

构思24、根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：位于与所述电介质基板的第一表面相对的电介质基板的第二表面上的接地面。

构思25、根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

其中，通过改变所述可变电压源的第一和第二端子之间的电压，来改变所述人工阻抗表面天线的表面波阻抗。

构思26、根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：与所述表面波馈送耦接的射频(RF)馈送网络。

具有受到抑制的反向波的电可调表面阻抗结构

相关申请的交叉引用

本申请与2000年3月29日提交的序列号为10/537,923的美国专利申请(现为第6,538,621号美国专利，2003年3月25日公布)和2004年3月2日提交的序列号为10/792,411的美国专利申请(现为第7,068,234号美国专利，2006年6月27日公布)的公开内容相关，所述专利的公开内容据此以引用方式并入本文。

技术领域

本发明涉及一种具有受到抑制的反向波的电可调表面阻抗结构。表面阻抗结构是第6,538,621和7,068,234号美国专利所教导的电可调表面阻抗结构。本公开涉及一种降低第6,538,621和7,068,234号美国专利所教导的结构产生反向波的倾向的技术。

背景技术

图1a示出了没有变容二极管的频率选择性表面20的概念视图(所述变容二极管或其它可变电容器件可用于实现电可操纵表面波天线-参见图2a)。图1a的表面20包括通过电介质层21(在图1b中未示出，但参见例如图2a和图2b)与接地面26分开的周期性金属贴片22的平面。天线(未示出)通常直接安装在频率选择性表面20上。参见例如2006年6月27日公布的第7,068,234号美国专利。电介质层26的厚度可小于未示出的天线的工作频率的波长的0.1。该表面20支持基本TM表面波，如以其图1b的色散图(频率相对于传播常数)示出。任何TM表面波结构的表面阻抗均可通过使用下式计算而得：

Z_TM＝jZ₀{(β/k₀)²-1}}

其中Z₀是自由空间的特性阻抗，k₀是自由空间波数，而β是模式的传播常数。

图1a示出了支持基本TM表面波模式的基础结构。金属贴片22的平面与接地面26之间的电介质基板21(参见图2a和图2b，为了便于说明，在图1a中未示出)提供结构支持，并且也为决定结构的色散的参数。该结构可使用印刷电路板技术制造，其中在印刷电路板的一个主表面上形成金属贴片26的2维阵列并在印刷电路板的相对主表面上形成金属接地面26，而印刷电路板的电介质提供结构支持。将该结构的等效电路模型叠加在图1a的物理元件上：串联电感(L_R)因贴片22上的电流流动而产生，并联电容(C_R)因从贴片22到接地面26的电压电位而产生，而串联电容(C_L)因贴片22间的间隙之间的边缘场而产生。图1b的色散图显示了支持基本TM正向波模式(因为斜率为正)。

为了控制色散并因此控制图1a所示的表面在固定频率下的表面阻抗，可通过使用变容二极管30电控制间隙电容(在相邻金属贴片22之间)。变容二极管30设置在每个贴片22之间的间隙中并连接到相邻贴片22，如图2a所示。然而，由于需要直流偏压以控制变容二极管30的电容，因此已对图1a的结构进行了改良以不仅包括变容二极管30还包括提供偏电压V₁、V₂、...V_n的偏置网络。图2b显示了具有变容二极管和上述偏置网络的图2a的结构的剖面图；每隔一个贴片通过导电接地通孔24直接连接到接地面26，而其余的贴片则通过导电偏置通孔28连接到偏置电压网络。有关另外的信息，参见例如第6,538,621和7,068,234号美国专利。

然而，添加在穿孔32处穿过接地面26的偏置通孔28向图1a中叠加的等效电路模型引入并联电感。图3a示出了类似于图1a的模型，但显示了引入图2a和图2b的偏置网络的影响，产生了并联电感L_L。如图3b所示，当存在串联电容和并联电感时，支持TM反向波，所述并联电感来源于偏置通孔28。反向波降低表面波结构的频率/阻抗范围，因为一个表面波结构在给定的频率下只能耦合到正向波或只能耦合到反向波。

期望能够通过使用如Sievenpiper(参见例如第7,068,234号美国专利)及这里的图2a和图2b中所教导的可变电容器(比如，变容二极管)来控制色散并因此控制图1a的频率选择性表面的表面阻抗，但不引入反向波。

发明内容

在一个方面，本发明提供一种延迟具有导电贴片的二维阵列和射频接地面的频率选择性表面中的反向波模式的发生的方法，贴片的二维阵列由可变电容器互连，该方法包括将与可变电容器相关的接地与射频接地面分开，并提供单独的导电网结构作为可变电容器的控制电压接地。

在另一个方面，本发明提供一种可调阻抗表面，该表面具有：(a)射频接地面；(b)设置在与接地面相隔一定距离的阵列中的多个元件；(c)用于以可控方式改变所述阵列中的相邻元件中至少选定的一些之间的电容的电容器构造；以及(d)用于向所述电容器构造中的电容器提供控制电压接地的与所述电容器构造相关的接地网，接地网通过电介质与射频接地面间隔开。

在又一个方面，本发明提供一种调谐用于反射射频信号的高阻抗表面的方法，该方法包括：在基本上平行于导电射频接地面并与之间隔开的阵列中布置多个大致间隔开的导电表面，以及使用控制电压改变相邻导电表面中至少选定的一些之间的电容，从而调谐所述高阻抗表面的阻抗，控制电压以经由接地网提供的控制电压接地为基准，接地网通过一层电介质材料与所述射频接地面分开。

在再一个方面，本发明提供一种用于反射射频波束的可调阻抗表面，该可调表面包括：(a)接地面；(b)设置在与接地面相隔一定距离的阵列中的多个元件，该距离小于射频波束的波长；(c)用于以可控方式改变沿着所述阵列的阻抗的电容器构造；以及(d)用于通过所述可调阻抗表面抑制反向波形成的装置。

在另一个方面，本发明提供一种可调阻抗表面，该表面包括：(a)接地面；(b)设置在与接地面相隔一定距离的二维阵列中的多个离散元件；以及(c)耦合所述二维阵列中的元件的相邻一些的多个电容器，用于以可控方式改变所述二维阵列中所述元件的相邻一些之间的电容耦合，同时通过可调阻抗表面抑制反向波的形成。

附图说明

图1a示出了现有技术频率选择性表面的透视图，该频率选择性表面由通过电介质层与接地面分开的周期性金属贴片或元件的平面组成；

图1b是图1a的表面的频率相对于传播常数的曲线图；

图2a是具有变容二极管形式的可变电容器的现有技术频率选择性表面的顶视图，添加所述电容器以按可调方式控制表面的阻抗；

图2b是图2a的表面的侧正视图；

图3a示出了类似于图1a的模式，但显示了引入用于控制图2a和图2b的变容二极管的偏置网络的影响；

图3b是图3a的表面的频率相对于传播常数的曲线图；

图4a和图4b是频率选择性表面的实施例的平面视图和侧正视图，该频率选择性表面具有控制表面的表面阻抗的可变电容器，以及与可变电容器一起使用的与接地网分开的射频接地面；

图5是基于如图2a和图2b所示的常规偏置网络的可调表面波阻抗结构的数值色散图的曲线图；

图6是基于如图4a和图4b所示的偏置网络的可调表面波阻抗结构的数值色散图的曲线图。表面波阻抗超出j250Ω并延伸到j310Ω及更高。贴片大小以及贴片与射频接地之间的电介质层与用于产生图5的相同。

具体实施方式

本发明防止在频率选择性表面中出现反向波模式，同时能够偏置变容二极管，该变容二极管用于控制色散并因此控制频率选择性表面在固定频率下的表面阻抗。这种改进的频率选择性表面通过将射频接地面与偏置网络接地分开而实现。

图4a和图4b显示了射频接地面26已与导体的开口网状构造25分开，该导体将偏置接地通孔24连接到共同电位。注意，接地面26位于图4b中的导体的网状构造25上方，以使得从射频的角度来看，接地面26用作导电贴片或元件22的射频接地，而不会不当地干扰在穿孔32处穿过接地面26的其相关的导电控制通孔24、28。导电控制通孔24经由导电网25连接到与偏电压V₁、V₂、...V_n相关的共同电位(偏电压接地27)，而导电通孔28自身连接到偏电压V₁、V₂、...V_n。因此，偏电压接地27与射频接地26分开。

基板21优选地作为具有例如三层21-1、21-2和21-3电介质材料的多层基板(比如，多层印刷电路板)而形成。导电贴片或元件22优选地通过设置在多层印刷电路板的层21-1上的金属贴片或元件形成。

偏置接地网络或网25优选地呈网状结构的形式，其中连接线25在平面视图中相对于如图4a所示的导电贴片或元件22呈对角线设置。相对细的线材25优选地用在网状偏置网络中以提供在所关注的射频频率下的高阻抗，并优选地印刷在多层印刷电路板的层21-2与21-3之间。穿孔32被设计成足够小以在所关注的射频频率下提供合适的射频接地，而又足够大以避免接触导电通孔24和28，换句话讲，穿孔32应当在所关注的射频频率下表现为基本上短路，并在偏电压V₁、V₂、...V_n的开关频率下表现为基本上开路。射频返回电流沿着阻抗最小的路径流动，在本发明中该路径由射频接地面26提供，该射频接地面优选地作为导体(诸如铜)层形成，在其中形成有开口32。当在导电贴片或元件22的平面上激发表面波时，一些能量在偏电压接地网25与射频接地面26之间引导。由于接地通孔24不连接到射频接地面26(现有技术中则连接到射频接地面)，而是连接到偏置接地网络或网25，因此正在传播的波未观察到并联电感。因此，反向波模式无法存在，因为并联电感不再存在。

偏置接地网络25不必呈图4a所示的网状结构，因为构成网状结构的其它线材构造将可能被证实在所关注的射频频率下呈现适当高的阻抗方面令人满意，以使得所关注的射频频率不会将偏置接地网络25视为射频接地。随着偏置接地网络25开始表现得更像射频接地，本发明在抑制反向波方面不太有效。所以理想的是，偏置接地网络25应当在所关注的射频频率下具有尽可能高的阻抗，与为偏电压V₁、V₂、...V_n(其与所关注的射频基准相比，为直流或接近直流)提供偏置接地27的需要一致。偏置接地网络25示为位于射频接地面26之下，以使得其与导电贴片或元件22的阵列的距离比与射频接地面26更远。据信，该定位与转换射频接地面26和偏置接地网络25的位置相比是优选的；但如果偏置接地网络25在所关注的射频频率下具有适当高的阻抗，则其可以适当地发挥功能，即便其位置比射频接地面26更靠近导电贴片或元件22的阵列时也是如此。测试和/或模拟应当能够验证这是否正确。

构成偏置接地网络25的网状结构的“线材”这一术语在使用时不暗示形状或材料。虽然线材优选地通过设置在印刷电路板上的导电条提供，但是它们作为另外一种选择也可以为单独的线材，它们可以为圆形的或扁平的、盘绕的或直的，并且它们可通过在半导体基板之上或之中的导电区形成。

贴片平面包括A型单元(单元A)和B型单元(单元B)形式的导电贴片或元件22的2维阵列；A型单元连接到偏置接地网络25，而B型单元连接到电压V₁、V₂、...V_n的单独偏电压网络。在图4b中，为了便于说明，仅用指定单元类型的虚线标记了两个单元，但这些单元优选地以棋盘格式重复。单元包括其贴片/元件22，其射频接地面26的相关部分，及其相关控制电极或通孔(X型单元的通孔24或B型单元的通孔28)。从图4a和图4b中可以看出的是，一般来讲，A型单元的直接邻居是四个B型单元，而B型单元的直接邻居是四个A型单元。

虽然导电贴片或元件22的2维阵列示为方形构型的贴片或元件，但是应当认识到，各个贴片或元件不需要为方形，而是在需要时可以采用其它几何构型。有关其它几何构型，参见例如2003年3月25日公布的第6,538,621号美国专利，该专利以引用方式并入本文。

电介质层21-1将导电贴片或元件22与射频接地面26分开，并优选地为表面20提供结构支持。此外，电介质层21-1的大小和介电性质是决定结构20的射频性质的参数。射频接地面26为射频电流提供返回路径；在射频接地面26中引入孔32以使得A型单元的通孔24可连接到网状直流接地面25并使得B型单元的通孔28可连接到偏电压网络。

电介质层21-2优选地充当偏置接地网络或网25和偏电压网络的支持结构。可在电介质层21-1和网25的下面添加任选的电介质层21-3，以便为通孔28提供另外的电力和/或信号连接。电介质层21-1、21-2和21-3可在需要时各自由夹在一起的多个电介质基板组成。

网状直流接地面25优选地包括对角线交叉连接，该连接由从射频的观点来看呈现高阻抗的细金属迹线构成。单元A的通孔24直接连接到网状直流接地面25。接地面25可能呈网状结构之外的其它形式，但据信图4a所示的网结构产生一种易于制造并且将在所关注的射频频率下为表面呈现高阻抗的结构。偏电压网络25连接到单元B的导电通孔28。

对具有如图2a和图2b所示的现有技术偏置方案的表面波结构和具有本文所述且如图4a和图4b所示的偏置方案的表面波结构进行了数值模拟。得到了色散图，针对图2和图2b的情况的色散图在图5中示出，针对图4a和图4b的情况的色散图在图6中示出。导电贴片/元件22和电介质层21-1的细节对于两种情况均相同。

图5是基于如图2a和图2b所示的常规偏置网络的可调表面波阻抗结构的数值色散图的曲线图。图5显示了通过改变变容二极管的电容(示出了0.1pF至0.2pF的范围)，可在固定的频率下改变表面阻抗。然而，表面阻抗范围限于j250Ω，之后出现反向波模式，源传播波无法耦合到该反向波。因此在j250Ω后，由于发生反向波传播，该模式似乎截止。

图6是基于如图4a和图4b所示的偏置网络的可调表面波阻抗结构的数值色散图的曲线图。表面波阻抗超出j250Ω并延伸到j31Ω及更高。贴片大小以及贴片22与射频接地26之间的电介质层与用于产生图5的相同。就本发明而言，表面阻抗调谐还可通过改变变容二极管的电容(在图6中示出了0.1pF至0.3pF的范围)来实现，并且表面阻抗范围增加；表面阻抗范围延伸到j310Ω及以上。

MEMS电容器和光学控制的变容二极管可用于代替上述电压控制电容器(变容二极管)。如果需要向此类光学控制的变容二极管提供偏电压，则仍需要上述导电通孔24和28，但共同的偏电压可替代上述偏电压V₁、V₂、...V_n，因为将通过光纤来控制光学控制的变容二极管(在改变其电容方面)，所述光纤优选地穿过例如位于图4a所示的变容二极管30正下方的基板21中的穿孔来布线。

应当理解，上述实施例仅仅是本发明所公开的技术的具体实施形式的一些可能的例子，其陈述是为了更清楚地理解本公开的原理。在不显著脱离本发明的原理的情况下，可以对本发明的上述实施例作出许多变型和修改。所有此类修改和变型旨在涵盖在本公开和本发明的范围内，并受以下权利要求书保护。

共形表面波馈送

相关申请的交叉引用

在与本申请案相同的日期提交并且标题为“用于结构性堵塞的减轻的共形天线(ConformalAntennasforMitigationofStructuralBlockage)”的序列号为______的美国专利申请案[代理人档案号626489]以引用方式并入本文中。

授予DanielGregoire等人的标题为“大规模适应性表面传感器阵列(Large-ScaleAdaptiveSurfaceSensorArrays)”的第7,307,589号美国专利。

技术领域

共形表面波馈送提供从同轴线或其它传输线到表面波传输的转变，所述表面波传输可被用于将表面波发射到表面波媒介上。

背景技术

据信，本领域中尚不清楚共形表面波馈送(CSWF)。最新的现有技术可以是已经被用于馈送先前共形人造阻抗表面(AIS)天线的低轮廓波导(LPWG)表面波耦合器(参见图1b)。

据信，该现有技术的缺点是：(1)其不共形。如下文图1b中可见，LPWG从天线表面突出。(2)其插入损耗比本发明描述的共形表面波馈送高得多。(3)其将功率从表面辐射出到自由空间中。(4)其频带宽度低于本发明描述的共形表面波馈送。

发明内容

本发明涉及可被用于馈送AIS天线或其它应用中的CSWF。所述CSWF提供从同轴线或其它传输线到表面波传输的转变，举例来说，所述转变可被用于将表面波发射到AIS天线的表面波媒介上。

在CSWF中，波从传输线(通常50Ω同轴转微带适配器)发射到锥形微带(MS)线中，所述锥形微带线将波能传送出到宽相位波前中，然后到表面波媒介(SWM)中。所述MS是锥形的以使得插入损耗优选地从锥形的一个端部到另一个最小化。MS基板的介电常数低于所述SWM基板的介电常数以便匹配所述MS与所述表面波之间的波速度，从而最小化从所述MS到所述SWM的插入损耗。

在一个方面中，本发明提供一种用于表面波媒介的传输线馈送，所述表面波媒介具有电介质基板，所述电介质基板带有形成于其上的导电贴片阵列。所述传输线馈送包括：(a)微带基板，所述微带基板具有低于所述表面波媒介的所述电介质基板的第二介电常数的第一介电常数，所述微带基板紧靠所述表面波媒介的所述电介质基板；(b)锥形微带，所述锥形微带设置于所述微带基板上，所述锥形微带从相对窄端部到相对宽端部成锥形，所述相对宽端部在所述微带基板紧靠所述表面波基板之处终止；和(c)适配器，所述适配器用于将传输线耦合到所述锥形微带的所述相对窄端部。

在另一方面中，本发明提供一种将RF能量馈送到表面波媒介的方法，所述表面波媒介具有电介质基板，所述电介质基板带有形成于其上的导电贴片阵列，所述RF能量经由同轴传输线馈送被馈送到所述表面。所述方法包括：提供具有低于所述表面波媒介的所述电介质基板的第二介电常数的第一介电常数的微带基板；使所述微带基板紧靠所述表面波媒介的所述电介质基板；在所述微带基板上形成锥形微带，所述锥形微带从相对窄端部到相对宽端部成锥形，所述相对宽端部在所述微带基板紧靠所述表面波基板之处终止；和提供用于将所述同轴传输线耦合到所述锥形微带的所述相对窄端部的适配器。

附图说明

图1a描绘CSWF的实施例；CSWF10包括其宽度从同轴转MS适配器(图1a中未示出)处的相对窄端部到表面波媒介(SWM-图1a中未示出)处的相对较宽端部成锥形的微带。CSWF将具有宽相位波前的表面波发射到表面波媒介中并且其中的至少一部分可以是AIS天线(图1a中也未示出)。

图1b描绘利用从天线表面突出的低轮廓波导耦合器(LPWG)的用于发射表面波的现有技术装置。

图2a是极类似于图1a的平面图，但以较大比例描绘并且具有识别某些元件和其特征的标记，并且具有所描绘的SWM和AIS。

图2b是穿过图2a的CSWF截取的截面视图。

图3a和图3b以平面视图(图3a)和侧正视图(图3b)描绘CSWF的模拟。MS锥形由右侧的同轴适配器馈送。波沿着MS锥形传播，随着MS宽度增加，从而传送出到宽相位波前中。在MS锥形的末端，表面波发射到表面波媒介(SWM)中，其中如果波速度紧密匹配，那么插入损耗<-25dB。在功率传输应用中，表面波从左侧入射于CSWF上。表面波的宽相位波前穿过MS锥形汇集到MS锥形的窄端部，其中其在同轴适配器处被收集。

具体实施方式

图1a描绘CSWF10的实施例。CSWF10的这个实施例与24GHz共形AIS天线20一起集成于25密耳基板上。在这个实施例中，CSWF10是其宽度从在同轴转MS适配器(图1a中未示出，参见图2a中的元件16)处的0.6mm宽到表面波媒介处的30mm宽成锥形的微带。CSWF将具有宽相位波前的表面波发射到表面波媒介(SWM)中，所述表面波媒介中的至少一部分可以是AIS天线(对于AIS天线20的表示，参见图2a)。

CSWF10包括其宽度从传输线15(通常为50欧姆同轴电缆)处的窄端部11到微带适配器16(图1a中未示出，但在市场上可从美西南微波公司(SouthwestMicrowave)以型号292-04A-5购得)再到表面波媒介22处的宽端部12成锥形的金属微带13。CSWF10将具有宽相位波前的表面波发射到前述AIS天线中。AIS20天线由图2a中的框表示。

CSWF10无需耦合到AIS天线，因为CSWF10可被用于与装置中所使用的SWM而非AIS天线介接。SWM是“表面波媒介”。其是支持表面电磁波的任何物体。其是一种类型的人造阻抗表面(AIS)。并非所有的AIS都是SWM，因为并非所有的AIS都支持表面波-相反，一些AIS被设计成抑制表面波。然而，因为AISA(AIS天线)通过有目的地从其泄漏表面波来工作，所以按照定义其是SWM。

CSWF10具有由在具有相对低相对介电常数ε_r1(优选地，在2到4的范围内)的薄电介质基板14(通常具有25到50密耳范围内的厚度)上的金属层13形成的微带锥形。与AIS基板22的相对介电常数ε_r2(ε_r2通常为约10)相比，层14的相对介电常数是低的。基板的厚度与操作的频率呈反比例。举例来说，50密耳基板14、22优选地用于8到14GHzAIS，25密耳基板14、22用于18到30GHzAIS，并且1英寸厚基板14、22用于100到500MHzAIS。

锥形的窄端部11优选地介接到标准传输线连接器30，例如，前述微带到同轴连接器。根据众所周知的技术，微带在窄端部处的宽度被选择成使其阻抗与50欧姆适配器16匹配。锥形的较宽端部12介接到由基板22上的金属贴片26形成的表面波媒介，所述表面波媒介支持所期望的表面波。

锥形微带13中的锥形最小化插入损耗。当遵循本文中所建议的设计指导时，已经经历了小于-25dB的插入损耗。可视需要使用表面波阻抗匹配区域24，表面波阻抗匹配区域24由电介质基板22上的金属贴片26的阵列形成，电介质基板22的介电常数高于微带锥形13下的基板14。

尽管CSWF10可被用于许多应用中，但一个当前优选的应用是其用作AIS天线20的馈送。对于关于AIS天线的更多信息，参见上文所确定的应用。AIS天线20通常具有类似于金属贴片26的金属贴片并且可形成于与基板22一体的基板上。AIS天线20的金属贴片通常将在远离微带锥形13的表面波阻抗锥形区域24的端部处以对应于大小较小的贴片26的均匀大小开始。此后，AIS天线20中的贴片的大小将变化(如以引用方式并入的美国专利申请案中所论述)以形成传输区域，其中经由同轴电缆15(举例来说)施加的RF信号从AIS天线20中的表面波发射。

金属贴片26的大小沿着由箭头A指示的波传播的方向变化，其中贴片大小朝向AIS天线20在大小上降低。

举例来说，可利用所公开的CSWF10的实施例来在二维表面波AIS天线20中使用表面波来传输高速率数据(>30Mbps)或功率(>1W)。图1a、图2a和图2b示出优选地与在这个实施例中以24GHz操作的共形AIS天线20一起使用的CSWF10的例示性实施例。在这个实施例中，锥形微带13的尺寸是100mm长乘以在端部12处的30mm最大宽度并且在端部11处成锥形到0.6mm最小宽度。在这个实施例中，基板14优选地是25密耳厚的Rogers3003(ε_r1＝3.0)。表面波阻抗锥形区域24的SWM具有分布于基板22上的具有1mm周期的网格上的0.8mm金属正方形贴片26，在这个实施例中，基板22优选地是25密耳厚的Rogers3010基板(ε_r2＝10.2)。可通过降低贴片26的大小或贴片周期或这两者来实现区域24中的阻抗锥形。拇指规则：1)阻抗随针对给定贴片周期的贴片大小增加；2)阻抗随针对给定分率贴片大小的贴片周期(贴片大小/周期)增加；3)阻抗随基板介电常数增加，和4)阻抗随基板厚度增加。这些拇指规则中的任何或所有可被用于实施区域24中的阻抗锥形。

所公开的馈送将在没有阻抗锥形24的情况下起作用(举例来说，通过使锥形微带直接邻接到AIS天线20)。但是可高度期望阻抗锥形24满足大多数应用的规范，尤其是高功率应用，因为在没有其的情况下回程损耗往往让人无法接受地高。与基板22相同的材料还优选地用作AIS天线20的基板，并且实际上，基板22优选地由AIS天线20和表面波阻抗锥形24共用作为一体基板22。

以引用方式并入的美国专利申请案中所描述的共形人造阻抗表面天线调制表面波并且将其功率辐射成所设计的辐射图案。

在任何表面波研究工作中，表面波必须介接到依赖于传统RF传输线通信方法的外部仪器，例如，同轴电缆和相关连接器。人造阻抗表面天线20，无论其是否共形，皆需要连接到发射器和/或接收器，并且因此，电缆15通常连接到这些发射器和/或接收器，并且那些电缆15需要又连接到AIS天线20。所公开的CSWF10有利于该连接。

CSWF10的重要元件是其锥形微带13，锥形微带13的一个端部11介接到传统传输线阻抗(举例来说，50Ω同轴电缆15)，另一端部12介接到通常在表面波阻抗锥形24中的表面波媒介。极期望的元件是使微带锥形13的端部处的波阻抗与由CSFW10馈送的表面波媒介(SWM)中的表面波阻抗匹配的表面波阻抗锥形24，所述表面波阻抗锥形可以是如上文所描述的AIS天线20。当然，SWM可包括除AIS天线20之外的某物，因为本发明可用于将表面波从传统馈送线(例如，同轴电缆15)中可得的RF信号发射到可被用于除AIS天线20之外的许多可能应用中的SWM中。

锥形微带13被设计成在宽区域上馈送SWM中的表面波，并且锥形微带13的表面波端部12因此比同轴端部馈送端部11宽得多。根据众所周知的决定微带设计的公式，随着锥形微带的宽度沿着锥形增加，波阻抗依据其宽度而改变。宽度以使得宽端部与窄端部之间的插入损耗最小化的方式变化。实际上，沿着锥形的阻抗优选地匹配被称为“克洛普费恩斯坦(Klopfenstein)”阻抗锥形的阻抗。参见克洛普费恩斯坦，R.W.，“改进设计的传输线(ATransmissionLineofImprovedDesign)”，《无线电工程学会议程》(ProceedingsoftheIRE)，第31-35页，1956年1月。其它类型的阻抗锥形也将起作用。

同样地，图2a中所见的锥形形状是通过将克洛普费恩斯坦阻抗锥形用于锥形微带13的锥形而形成的低插入损耗锥形的特性。锥形微带13的长度影响插入损耗；较长锥形导致较低插入损耗。实际上，等于所传输的波(同轴电缆15中的RF信号)的大约两个波长的长度即足够。

在表面波，与阻抗锥形24和锥形微带13之间的边界处的锥形微带13中的波之间，波速度应匹配以便最小化两个区域之间的插入损耗。为了匹配波速度，锥形微带13的基板14介电常数ε₁低于表面波区域中的基板22介电常数ε₂。锥形微带13中的波速度在宽频带宽度上为约c/ε_r1 ^1/2，其中c是光速并且ε_r1是基板14的相对介电常数。在众所周知但这里未呈现的所涉及的方式中，基板厚度和锥形微带13宽度影响波速度。(参见：I.J.Bahl和D.K.Trivedi的“设计者对微带线的指导(ADesigner'sGuidetoMicrostripLine)”，《微波》，1977年5月，第174-182页)。所以上文给出的波速度公式仅是粗略近似。表面波锥形区域24中的表面波速度由波的频率、基板介电常数ε₂和其厚度以及基板22上的金属贴片26的大小和形状确定。一般来说，随着频率和/或基板厚度增加，表面波速度达到c/ε_r2 ^1/2的下限(参见C.Simovskii等人的“具有相对于极化和入射角的稳定共振的高阻抗表面(High-impedancesurfaceshavingstableresonancewithrespecttopolarizationandincidenceangle)”，《电气与电子工程师协会事务天线提案》(IEEETrans.AntennasProp.)，第53,908卷，2005和O.Luukkonen等人的“平面网格和包括金属条带或贴片的高阻抗表面的简单并且准确的分析模型(Simpleandaccurateanalyticalmodelofplanargridsandhigh-impedancesurfacescomprisingmetalstripsorpatches)”，《电气与电子工程师协会事务天线提案》，第56,1624卷，2008)。事实证明，SWM中的波速度并不特别接近于针对合理大小的贴片26的规定限制，并且因此，表面波阻抗锥形24区域中的基板22的介电常数ε₂必须大于锥形微带13下方的基板14的介电常数ε₁。

在一些应用中，举例来说，某些AIS天线，锥形微带13的端部处微带引导的波的波速度低于该应用所期望的速度。在这个情形中，通过使表面波阻抗锥形区域24中的金属贴片的大小变化，而使表面波速度随着波远离锥形微带13移动而增加。形状的变化方式使得表面波阻抗以最小化来自表面波阻抗锥形区域24的一个端部的插入损耗的受控方式变化。实际上，这借助于依据使表面波阻抗锥形区域24中的贴片26的大小变化的克洛普费恩斯坦阻抗锥形而容易实现。阻抗锥形(例如，克洛普费恩斯坦锥形)是数学实体。其描述随着沿以下传输线的距离而变化的阻抗：所述传输线匹配具有不同阻抗的两条传输线之间的阻抗。(SWM可被视为用于表面波的传输线)。对于微带线16中的锥形，这借助于逐渐地传送出的条带实现。对于区域24中的表面波阻抗锥形，该锥形是表面波阻抗随距离的一维改变。所以，贴片仅必须沿着如图2a中的区域24的箭头所描绘的传播方向在大小上变化。

在AIS天线20中，平均表面波阻抗相对低–其最佳处于大约250到300欧姆/平方。使波速度与锥形微带13的端部处的SWM匹配所必需的阻抗要高得多，大约为500到800欧姆/平方。所以，在这个情形中，并且几乎针对所有的AIS天线20，AIS天线的操作性表面与高阻抗区域之间必须存在转变区域24，其中如果期望良好匹配，那么微带13终止并且耦合到AIS天线20。在这样的情形中，区域24中的阻抗锥形是必要的。在其中AIS天线20仅是SWM的应用(就像经由表面波进行功率输送或数据传输的应用)中，可容许随处使用具有高阻抗的AIS(或更一般地，SWM)。那么，阻抗锥形不是必要的。然而，甚至在这些应用中，也可能期望使区域24中的阻抗成锥形，因为举例来说，较低阻抗的SWM更易于制造，因为其使用较少金属或其较薄或使用具有较低介电常数的较为便宜的电介质基板。当SWM非常大，如用于大规模SWM网络时，这些考虑是重要的。举例来说，参见授予DanielGregoire等人的标题为“大规模适应性表面传感器阵列(Large-ScaleAdaptiveSurfaceSensorArrays)”的第7,307,589号美国专利。

图3a和图3b描绘图2a和图2b的CSWF10的模拟验证的结果。锥形微带13经由右侧的同轴适配器16馈送。波沿着锥形微带13传播，随着锥形微带13宽度增加传送出到宽相位波前中。在锥形微带13的锥形的端部12处，如果波速度紧密匹配，那么表面波以<-25dB的插入损耗被发射到表面波媒介(SWM)区域24中。

在功率传输应用中，表面波从左侧入射于CSWF10上。表面波的宽相位波前穿过锥形微带13到达锥形微带13的窄端部11，其中其被收集于用于下游RF到DC转换的同轴适配器处。两个可能的功率收集应用是(1)将无线功率广播到分布式网络和(2)将无线功率从一个地方广播到另一个，例如，在卫星与地球站之间。关于第一可能性，表面波功率和和通信网络跨越lm<2>SWM分布(同样，参见第7,307,589号美国专利)，其中中央枢纽广播数据和RF功率跨越SWM到多个节点，所述多个节点收集RF功率、将其转换成DC并且使用该功率来运行经由表面波与中央枢纽通信的车载CPU/无线电广播设备。在第二可能性中，AISA20被用作无线功率输送中的接收天线。在该情形中，微波功率被从一个地方发送到另一个，例如，在卫星与地球站之间。接收天线是收集其表面上的微波并且将微波集中到单个点的AISA，所述微波在所述单个点处被CSWF10收集然后被转换到DC下游。在AISA20是功率传输天线的情况下，相同系统可逆向工作。

当用于功率收集应用中时，宽表面波相位波前入射于锥形微带13上，锥形微带13然后将能量汇集于表面波相位波前中，向下到达同轴适配器16，在同轴适配器16处所述能量可然后被传输到RF转DC转换器以给装置(例如，CPU、变容二极管、LED等)供电。图3a和图3b示出在CSWF10的模拟中从同轴馈送15到表面波的波传播。当在锥形微带13区域与表面波区域之间波速度匹配时，整个装置的插入损耗小于-25dB。总体插入损耗往往受同轴转微带适配器16的限制。图3a中的场中的灰度改变指示沿着锥形的长度改变功率密度，其中最大功率密度出现于适配器16处。

在锥形微带13中，波能局限于微带13的金属形状。如果RF能量起源于耦合到RF电缆15的一些装置(例如，发射器)，那么波能随着锥形微带13的宽度沿着锥形的长度增加而传送出，在所述锥形处所述波能然后转变到具有宽相位波前的表面波中。如果RF能量起源为表面波(例如，来自AIS天线20)，那么波能随着锥形微带13的宽度沿着锥形的长度降低而朝向适配器16集中，在适配器16处所述波能然后转变到RF电缆15中。

已经结合本发明的某些实施例描述了本发明，现在修改形式将浮现在本领域的技术人员的脑海中。正因如此，除由随附权利要求书具体要求之外，本发明并不限于所公开的实施例。

Claims

1.一种可控的人工阻抗表面天线，其在及θ角可控，所述天线包括：

电介质基板；

其中，所述角为相对于所述X轴的X-Y平面内的角度；

其中，所述θ角为相对于与所述X-Y平面正交的Z轴的角度。

2.根据权利要求1或17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：至少一个可调元件，所述可调元件耦接在相邻的每对金属带之间。

3.根据权利要求2所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述可调元件包括多个变容二极管，所述变容二极管耦接在相邻的每对金属带之间。

4.根据权利要求3所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：与各自的金属带耦接的每个变容二极管具有与耦接到各自金属带的各个变容二极管相同的极性。

5.根据权利要求2所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述可调元件包括相邻金属带之间的电变材料。

6.根据权利要求5所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述电变材料包括液晶材料或钛酸锶钡(BST)。

7.根据权利要求5所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

所述电介质基板为惰性基板；所述电变材料嵌入惰性基板中。

8.根据权利要求1或17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述表面波馈送经配置使得每个表面波馈送之间的相对相位差为所述电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)的主增益瓣确定角。

9.根据权利要求8所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：与所述表面波馈送耦接的射频(RF)馈送网络。

10.根据权利要求9所述的可控的人工阻抗表面天线，其中，所述射频(RF)馈送网络包括：

发射/接收模块；

与所述移相器耦接的移相控制器。

11.根据权利要求1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

所述多个金属带的交变金属带与地耦接；

不与地耦接的每个金属带与来自电压源的各自的电压耦接；

12.根据权利要求1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：每个金属带与电压源耦接；

其中，通过改变对各金属带所施加的来自电压源的电压，来改变所述电介质基板的表面波阻抗。

13.根据权利要求1所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：位于与所述电介质基板的第一表面相对的电介质基板的第二表面上的接地面。

14.根据权利要求1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述金属带具有由在所述电介质基板上传播的表面波的波长的一部分所间隔开的中心；

其中，所述波长部分小于或等于0.2。

15.根据权利要求14所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

所述可调元件为变容二极管；

16.根据权利要求1所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

Z_sw＝X+Mcos(2πx/p)

其中，X和M分别为平均阻抗和调制幅度，p为调制周期；

所述θ角通过下式与所述表面波阻抗调制相关：

θ＝sin^-1(n_sw-λ/p)

其中，λ为在所述电介质基板上传播的表面波的波长；

为平均表面波指数。

17.一种电子可控的人工阻抗表面天线，其在及θ角度可控，所述天线包括：

电介质基板；

其中，所述角为相对于所述X轴的X-Y平面内的角度；

其中，所述θ角为相对于与所述X-Y平面正交的Z轴的角度。

18.根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：位于与所述电介质基板的第一表面相对的电介质基板的第二表面上的接地面。

19.根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

20.根据权利要求18所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述可调元件包括相邻金属带之间的电变材料。

21.根据权利要求20所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述电变材料包括液晶材料或钛酸锶钡(BST)。

22.根据权利要求20所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述电介质基板为惰性基板；所述电变材料嵌入惰性基板中。

23.根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：所述表面波馈送经配置使得每个表面波馈送之间的相对相位差为所述电子可控的人工阻抗表面天线(AISA)的主增益瓣确定角。

24.根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：位于与所述电介质基板的第一表面相对的电介质基板的第二表面上的接地面。

25.根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，其中：

26.根据权利要求17所述的可控的人工阻抗表面天线，还包括：与所述表面波馈送耦接的射频(RF)馈送网络。