CN105375894A - 一种高增益低噪音的微弱脉冲电流信号放大电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高增益低噪音的微弱脉冲电流信号放大电路，采用电容变换模块的输入端连接待检测的装置，输出端连接到反馈补偿模块的输入端，同时还连接到零点补偿模块的输入端；所述的反馈补偿模块的输出连接到电容变换模块的输入端形成反馈结构，反馈补偿模块采用特殊的电路结构，使得反馈信号中频率低于特定频率f的信号放大若干倍，而高于该频率f的信号强烈衰减，以补偿电容变换模块输入部分中的直流成分，防止电容变换模块输出饱和而不影响输入中频率高于f的信号；采用零点补偿模块的输出连接到两阶低通滤波模块的输入端，零点补偿模块用于提升整个电路的带宽。

Description

一种高增益低噪音的微弱脉冲电流信号放大电路

技术领域

本发明涉及微弱电流信号检测领域，尤其涉及一种高增益低噪音的微弱脉冲电流信号放大电路，可应用在电化学、光电检测、离子迁移谱、扫描隧道电镜等微弱电流信号放大的场合。

背景技术

微弱电流信号是指纳安(nA)、皮安(pA)和飞安(fA)级的电流信号，广泛存在于电化学伏安分析、光电检测、静电检测、超高电阻检测、质谱分析、物质成分分析等场合中。在上述场合中，如何测量其中微弱电流信号是整个检测过程的重要问题。一般说来，微弱电流信号越小，需要设计的前置放大电路的增益就越高；然而，前置电路的增益越高时，电路中的噪声也会被放大，输出噪音也越大；另一方面，当电路的增益越高时，整个电路的带宽也会降低。增益、噪音、带宽成为微弱电流信号放大电路性能的重要指标。微弱电流信号的放大可采用大电阻或小容值电容积分形式加以放大，采用大电阻放大会引入热噪声，同时由于寄生电容、杂散电容的存在，电路的带宽仅为几十赫兹，这对于测量瞬时的电流脉动信号是十分不利的；采用小电容积分虽然不引入热噪声但输出容易饱和。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种高增益低噪音的微弱脉冲电流信号放大电路，能够较好地解决微弱电流信号放大中增益、噪音和带宽相互制约的问题。

本发明的一种微弱脉冲电流信号放大电路，包括电容变换模块、反馈补偿模块以及零点补偿模块；所述电容变换模块的输入端接收待检测装置输出的微弱脉冲电流信号，输出端连接到反馈补偿模块的输入端，同时还连接到零点补偿模块的输入端；所述的反馈补偿模块的输出连接到电容变换模块的输入端，形成反馈结构；

所述电容变换模块采用电容积分的形式将所述微弱脉冲电流信号转换为电压信号；

所述反馈补偿模块一方面将电容变换模块输出的电压信号中频率低于设定频率f的部分进行信号放大后反馈到电容变换模块的输入端，用于将输入到电容变换模块的微弱脉冲电流信号中的低频成分补偿掉；另一方面，抑制电压信号中频率高于设定频率f的部分，用于避免电容变换模块的输出饱和；

所述零点补偿模块利用零点补偿的方式，扩宽从所述电容变换模块输出信号的带宽；

所述电容变换模块包括运算放大器U1A和电容C1；所述运算放大器U1A的反相输入端为微弱脉冲电流信号的输入端，同相输入端引脚3连接电源地，信号输出端和反相输入端之间连接电容C1；

所述反馈补偿模块包括运算放大器U1B、电容C11、电阻R4、R5、R7以及R8；算放大器U1A的输出端串接电阻R5后接运算放大器U1B的正相输入端，反相输入端和电源地之间连接有电阻R7；反相输入端串接电容C11和电阻R8后连接到输出端；输出端串接高阻值的电阻R4后接到运算放大器U1A的反向输入端，形成电容变换模块的负反馈。

较佳的，所述运算放大器U1B的正向输入端和电源地之间连接有电容C9；输出端与电源地之间串接有电阻R6和电容C8组成的低通滤波电路。

较佳的，所述电容转换模块与反馈补偿模块采用具有两路运算放大器的OPA2111芯片。

较佳的，运算放大器U1A的电源正端和电源地之间并联电容C2和电容C3，电源负端和电源地并联连接有电容C5和电容C6。

较佳的，所述零点补偿模块采用运算放大器OP27，反向输入端通过电容C4接电容变换模块的输出端，同相输入端连接电源地，输出端和反相输入端之间串联连接有电阻R1，电源正端连接+9V，电源负端连接-9V，引脚1、5和8悬空。

较佳的，所述设定频率f小于1Hz，电容C1的容值小于500pF，电阻R4的阻值大于10MΩ。

较佳的，电容变换模块中的积分电容和零点补偿模块中的微分电容的比值大于1:10。

较佳的，所述设定频率f为0.16Hz，电容C1容值小于10pF，电阻R4阻值高于5GΩ。

较佳的，电容C1的容值为5Pf，电阻R4阻值为10GΩ；电阻R7的阻值为10MΩ，电容C11的容值为1uF，电阻R8的阻值为200KΩ，电阻R5的阻值为10M。

较佳的，还包括二阶低通滤波模块，采用运算放大器OP27，零点补偿模块的输出端串接电阻R2和电阻R3后连接运算放大器OP27的输入端；输出端串接电容C10后接到电阻R2和电阻R3之间，形成反馈；反相输入端和输出端短路连接，正向输入端和电源地之间连接有电容C7，电源正端连接+9V，电源负端连接-9V。

本发明具有如下有益效果：

(1)本发明的一种高增益低噪音的微弱脉冲电流信号放大电路，充分利用小电容积分噪声低的优点，设计反馈电路消除小电容积分容易饱和的缺点，再增加后级电路拓展电路的带宽。该电路结构紧凑、稳定性良好、噪声低，可应用于高增益、高带宽、低噪音的微弱电流信号检测场合。

(2)零点补偿模块利用零点补偿的方式，提升电路的带宽。

(3)所述两阶低通滤波模块用于滤除输出信号的干扰和噪音，提高输出信号的信噪比。

附图说明

图1为本发明的微弱脉冲电流信号放大电路的原理框图。

图2为本发明的微弱脉冲电流信号放大电路中的电容转换模块和反馈补偿模块的电路图。

图3为本发明的微弱脉冲电流信号放大电路中的电容转换模块和反馈补偿模块的原理图。

图4为本发明的微弱脉冲电流信号放大电路图。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

一种高增益低噪音的微弱脉冲电流信号放大电路，包括电容变换模块、反馈补偿模块、零点补偿模块、两阶低通滤波模块。电容变换模块的输入端连接待检测的装置，输出端连接到反馈补偿模块的输入端，同时还连接到零点补偿模块的输入端；反馈补偿模块的输出连接到电容变换模块的输入端形成反馈结构；零点补偿模块的输出连接到两阶低通滤波模块的输入端；两阶低通滤波模块的输出为调理好的信号。电容变换模块采用电容积分形式将输入电流信号转换为电压信号。电容积分结构采用的电容容值应小于10pF。反馈补偿模块可以将频率低于特定频率f的信号放大若干倍，而高于该频率f的信号将强烈衰减。

将电容变换模块输出信号反馈到输入部分，反馈补偿模块将直流成分和频率低于f的信号放大，而抑制频率高于f的信号，使得电容变换模块输入部分的直流成分和频率低于f的信号被反馈补偿掉，而不影响输入信号中频率高于f的信号，从而使得电容变换模块输出不会达到积分饱和又能有效保证动态响应速度。特定频率f应小于1Hz。

采用的运算放大器应为超低偏置输入电流、超低电流噪声、增益带宽积大于1MHz的运算放大器。零点补偿模块采用电容微分形式进行补偿，反馈回路中连接有高阻值电阻，提升电路的带宽。微分电容容值应小于500pF，反馈回路中连接的高阻值电阻应大于10MΩ。

电容变换模块中的积分电容和零点补偿模块中的微分电容的比值应大于1:10，从而保证电路的输出稳定。

电路的总体增益A满足：A＝微分电容容值÷积分电容容值×零点补偿模块中反馈回路高阻电阻阻值。

两阶低通滤波电路采用经典的Sallen-Key电路结构，改变电路中电阻电容参数，可以使得低通滤波器的截止频率在2KHz和50KHz之间自由选择。

零点补偿模块和两阶低通滤波模块采用的运算放大器应为超低偏置输入电压、超低电压噪声、增益带宽积大于5MHz的运算放大器。

考虑到电容变换模块和反馈补偿模块的电路连接关系，将两个模块的连接方式和工作原理同时阐述。

所述的电容变换模块采用电容积分方式，所用的运算放大器为低偏置、低噪声运放OPA2111。OPA2111内置两路运放，其中一路用于是积分电容变换模块，另一路用于反馈补偿模块，结合附图2对电路说明如下：所述电容变换模块中，P1为BNC接头，为微弱电流信号的输入端，BNC接头的信号端连接运放OPA2111的反相输入端引脚2，同相输入端引脚3连接电源地，引脚6为信号输出端，输出端和反相输入端引脚2连接有电容C1，引脚8连接+9V，引脚4连接-9V，引脚8和电源地之间还并联连接有两个并联电容C2和C3，用于滤除电源的波动；引脚4和电源地也并联连接有电容C5和C6。所述反馈补偿模块中，电容变换模块输出端为反馈补偿模块的输入端，电容变换模块输出端引脚6连接10M电阻R5一端，另一端连接OPA2111另一个运放的同相输入端引脚5，引脚5和电源地之间还连接有电容0.1uF的电容C9，与电阻R5组成一阶低通滤波电路；反相输入端引脚6和电源地之间连接有10MΩ电阻R7，引脚6还连接1uF电容C11一端，C11另一端连接有200KΩ电阻R8，R8另一端连接到输出端引脚7，引脚7还连接有由电阻R6(1.5KΩ)和电容C8(1uF)组成的低通滤波电路，R6与电容变换模块的输入端(即OPA2111的反相输入端引脚2)还连接有10GΩ的高阻R4，形成负反馈结构。其中，R7、R8与C11组成选频的同相放大电路，高频抑制，低频放大。

下面对电容变换模块和反馈补偿模块的工作原理进行说明。为了简化推导过程，先假设反馈补偿模块的传递函数为H(s)，输入部分等效输入电容为Ci，结合附图3进行推导如下：

$I\left(s\right)-I_i\left(s\right)-I_1\left(s\right)=\frac{U_1\left(s\right)-U\left(s\right)H\left(s\right)}{R_4}---\left(1\right)$

U₁(s)A＝-U(s)(2)

$\frac{U_1\left(s\right)-U\left(s\right)}{\frac{1}{C_{1}s}}=I_1---\left(3\right)$

$\frac{U_1\left(s\right)}{\frac{1}{C_{i}s}}=I_i---\left(4\right)$

联立上述四个方程可以的到电容变换模块和反馈补偿模块的传递函数为

$\mathrm{\Φ}\left(s\right)=\frac{U\left(s\right)}{I\left(s\right)}=\frac{-A\×R_4}{1+s(C_i+C_1)\×R_4+A\×\[H\left(s\right)+{\mathrm{sC}}_1{R}_4\]}---\left(5\right)$

其中A为运算放大器OPA2111的开环增益。反馈补偿的输入为Uin，经过由R9和C5组成的一阶滤波电路连接到OPA2111的同相输入端，滤波电路截止频率为

$f_1=\frac{1}{2{\mathrm{\πC}}_5{R}_9}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×{10}^{-7}\×{10}^7}=0.16Hz---\left(6\right)$

输出端也连接了由R6和C8组成的一阶滤波器，用于进一步滤除反馈电路中的噪声和交流成分，其截止频率为

$f_2=\frac{1}{2{\mathrm{\πC}}_8{R}_6}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×{10}^{-6}\×1.5\×{10}^3}=100Hz---\left(7\right)$

结合附图4，推导反馈补偿模块的传递函数，反馈补偿模块满足以下四个式子

$U_1\left(s\right)=\frac{U_{in}\left(s\right)}{R_5+\frac{1}{C_{9}s}}\×\frac{1}{C_{9}s}---\left(8\right)$

U₁(s)＝U₂(s)(9)

$\frac{0-U_2\left(s\right)}{R_7}=\frac{U_2\left(s\right)-U_3\left(s\right)}{R_8+\frac{1}{C_{11}s}}---\left(10\right)$

$U_{out}\left(s\right)=\frac{U_3\left(s\right)}{R_6+\frac{1}{C_{8}s}}\×\frac{1}{C_{8}s}---\left(11\right)$

联立上面四个式子可得

$H\left(s\right)=\frac{U_{out}\left(s\right)}{U_{in}\left(s\right)}=\frac{R_7{C}_{11}s+R_8{C}_{11}s+1}{R_7{C}_{11}s\×(R_6{C}_{8}s+1)\×(R_5{C}_{9}s+1)}---\left(12\right)$

转换为频率形式有

$H\left(f\right)=\frac{j\frac{1}{0.016}f+1}{j\frac{1}{0.016}f\×(j\frac{1}{100}f+1)\×(j\frac{1}{0.16}f+1)}---\left(13\right)$

式(13)表明反馈补偿模块输入信号为直流信号或低频率信号(＜0.16Hz)时，反馈网络的输出趋近饱和，输出可以通过高阻R4将电容变换模块中的直流成分补偿掉，使得积分电容C1不会达到饱和；而对于频率超过0.16Hz的信号来说，反馈补偿模块的输出衰减剧烈，当频率超过100Hz时，输出几乎为零，这样就不会影响电容变换模块输入的交流成分。正是因为反馈补偿模块对直流的导通和对于超过0.16Hz信号的强衰减使得电容变换模块的电容输出不会达到饱和而不影响交流信号。

另外，由于电容变换模块采用的是电容积分形式，几乎没有热噪声，这有效地降低了电路的整体输出噪声。

所述的零点补偿模块采用低噪音、高带宽运算放大器OP27，结合附图4对该模块说明如下：电容变换模块的输出连接到零点补偿模块的输入端，输入端连接100pF电容C5，电容另一端连接运放OP27的反相输入端引脚2，同相输入端引脚3连接电源地，引脚6为信号输出端，输出端和反相输入端引脚2连接有500MΩ电阻R1，引脚7连接+9V，引脚4连接-9V，引脚1、5、8悬空。零点补偿模块的传递函数可以通过式(14)表达

$G_1\left(s\right)=-\frac{R_1}{\frac{1}{C_{5}s}}=-C_5{R}_{1}s---\left(14\right)$

至此，电路的传递函数为

$G\left(s\right)=\mathrm{\Φ}\left(s\right)G_1\left(s\right)=-C_5{R}_{1}s\×\frac{-A\×R_4}{1+s(C_i+C_1)\×R_4+A\×\[H\left(s\right)+{\mathrm{sC}}_1{R}_4\]}---\left(15\right)$

由于运放开环增益非常高，可达到106，因此式(15)可以简化为

$G\left(s\right)\≈-C_5{R}_{1}s\×\frac{-A\×R_4}{A\×\[H\left(s\right)+{\mathrm{sC}}_1{R}_4\]}=\frac{C_5{R}_1{\mathrm{sR}}_4}{H\left(s\right)+{\mathrm{sC}}_1{R}_4}---\left(16\right)$

当电容变换模块与反馈补偿模块已经说明，信号的频率较高时，H(s)是十分小的，因此，式(16)可以进一步简化为

$G\left(s\right)=\frac{C_5{R}_1{\mathrm{sR}}_4}{H\left(s\right)+{\mathrm{sC}}_1{R}_4}\≈\frac{C_5{R}_1{\mathrm{sR}}_4}{{\mathrm{sC}}_1{R}_4}=\frac{C_5{R}_1}{C_1}---\left(17\right)$

式(17)表明，当输入的微弱电流信号频率较高时，本发明设计的电路增益仅由C5、C1、R1决定，按照附图2和附图4给定的参数，其增益可达到

$G\left(s\right)=\frac{C_5{R}_1}{C_1}=\frac{100}{5}\×500\×{10}^6={10}^{10}---\left(18\right)$

其理论带宽达到无穷大，但由于运算放大器寄生电容和电子器件杂散电容的存在，实际带宽达不到无穷大，但仍能够在几十千赫兹和几百千赫兹之间，这个增益和带宽能够满足绝大多数微弱电流检测的场合，适当改变C5、C1、R1的值，还可以的到不同的增益。

所述的二阶低通滤波模块采用经典的Sallen-Key电路结构，运算放大器采用OP27，结合附图4对该模块说明如下：零点补偿模块的输出端连接二阶低通滤波模块的输入端，输入连接电阻R2一端，R2另一端连接电阻R3同时还连接电容C10，电阻R3的另一端连接OP27的同相输入端引脚3，引脚3和电源地之间还连接有电容C7，反相输入端引脚2和输出端引脚6短路连接，输出端引脚6还连接BNC接头P2，电容C10的另一端连接输出端引脚6形成反馈；引脚7连接+9V，引脚4连接-9V。二阶低通滤波模块的传递函数如下

$G_2\left(s\right)=\frac{1}{R_2{R}_3{C}_7{C}_{10}{s}^2+(R_2+R_3)C_{7}s+1}---\left(19\right)$

二阶低通滤波模块截止频率由式(20)决定，按照附图4中给出的参数，该模块的截止频率为10KHz。

$f_c=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{R_2{R}_3{C}_7{C}_{10}}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{11000\×11000\×{10}^{-9}\×2\×{10}^{-9}}}\≈10kHz---\left(20\right)$

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，包括电容变换模块、反馈补偿模块以及零点补偿模块；所述电容变换模块的输入端接收待检测装置输出的微弱脉冲电流信号，输出端连接到反馈补偿模块的输入端，同时还连接到零点补偿模块的输入端；所述的反馈补偿模块的输出连接到电容变换模块的输入端，形成反馈结构；

所述电容变换模块采用电容积分的形式将所述微弱脉冲电流信号转换为电压信号；

所述反馈补偿模块一方面将电容变换模块输出的电压信号中频率低于设定频率f的部分进行信号放大后反馈到电容变换模块的输入端，用于将输入到电容变换模块的微弱脉冲电流信号中的低频成分补偿掉；另一方面，抑制电压信号中频率高于设定频率f的部分，用于避免电容变换模块的输出饱和；

所述零点补偿模块利用零点补偿的方式，扩宽从所述电容变换模块输出信号的带宽；

所述电容变换模块包括运算放大器U1A和电容C1；所述运算放大器U1A的反相输入端为微弱脉冲电流信号的输入端，同相输入端引脚3连接电源地，信号输出端和反相输入端之间连接电容C1；

所述反馈补偿模块包括运算放大器U1B、电容C11、电阻R4、R5、R7以及R8；算放大器U1A的输出端串接电阻R5后接运算放大器U1B的正相输入端，反相输入端和电源地之间连接有电阻R7；反相输入端串接电容C11和电阻R8后连接到输出端；输出端串接高阻值的电阻R4后接到运算放大器U1A的反向输入端，形成电容变换模块的负反馈。

2.如权利要求1所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，所述运算放大器U1B的正向输入端和电源地之间连接有电容C9；输出端与电源地之间串接有电阻R6和电容C8组成的低通滤波电路。

3.如权利要求1所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，所述电容转换模块与反馈补偿模块采用具有两路运算放大器的OPA2111芯片。

4.如权利要求1所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，运算放大器U1A的电源正端和电源地之间并联电容C2和电容C3，电源负端和电源地并联连接有电容C5和电容C6。

5.如权利要求1所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，所述零点补偿模块采用运算放大器OP27，反向输入端通过电容C4接电容变换模块的输出端，同相输入端连接电源地，输出端和反相输入端之间串联连接有电阻R1，电源正端连接+9V，电源负端连接-9V，引脚1、5和8悬空。

6.如权利要求5所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，所述设定频率f小于1Hz，电容C1的容值小于500pF，电阻R4的阻值大于10MΩ。

7.如权利要求1所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，电容变换模块中的积分电容和零点补偿模块中的微分电容的比值大于1:10。

8.如权利要求1所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，所述设定频率f为0.16Hz，电容C1容值小于10pF，电阻R4阻值高于5GΩ。

9.如权利要求8所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，电容C1的容值为5Pf，电阻R4阻值为10GΩ；电阻R7的阻值为10MΩ，电容C11的容值为1uF，电阻R8的阻值为200KΩ，电阻R5的阻值为10M。

10.如权利要求1所述的一种微弱脉冲电流信号放大电路，其特征在于，还包括二阶低通滤波模块，采用运算放大器OP27，零点补偿模块的输出端串接电阻R2和电阻R3后连接运算放大器OP27的输入端；输出端串接电容C10后接到电阻R2和电阻R3之间，形成反馈；反相输入端和输出端短路连接，正向输入端和电源地之间连接有电容C7，电源正端连接+9V，电源负端连接-9V。