CN105356813A - 一种开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，该方法实时检测三相电流大小，采用瞬时电流斜率差计算方法计算出饱和导通相绕组增量电感和非导通相不饱和相电感，并采用饱和增量电感转化为不饱和相电感的方法实现饱和导通区不饱和相电感的估计，将该不饱和相电感与非导通区不饱和相电感结合构造满周期不饱和相电感曲线，再利用三相不饱和相电感矢量正交坐标变换法估计出电机重载起动时的实时转子位置信息，从而实现对开关磁阻电机的无位置传感器带重载起动控制。本发明有效解决开关磁阻电机带重载起动的问题，同时采用瞬时电流斜率差计算方法可以有效消除运动反电势的影响，可适应宽转速运行范围。

Description

一种开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法

技术领域

本发明涉及一种开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，属于电机检测技术领域。

背景技术

开关磁阻电机(SRM)采用双凸极结构，定子上绕有集中式绕组，转子无永磁材料和绕组，因而具备结构简单、坚固等特点，适于高速运行和恶劣的工作环境。同时，SRM优异的容错运行能力也拓宽了其应用领域，在航空航天、电动汽车、船舶、分布式电源系统、以及精密加工、纺织机械、飞轮储能、半导体加工等诸多场合具有良好的应用前景，尤其在一些诸如航空发动机、核电站等需要工作在高温、高速、高污染、强电磁干扰和核辐射等极端条件下的应用场合具有独特的应用优势。然而，要保证SRM可靠运行和高性能控制，就必须准确的获取转子位置信息。但传统的光电式、电磁式以及磁敏式等位置或转速传感器的引入不仅会增加系统的成本和复杂度，而且降低了系统的可靠性和环境适应性，从而限制了SRM的应用范围。

开关磁阻电机宽转速范围带重载起动的无位置传感器控制一直是无位置传感器技术领域的难点。非导通相注入脉冲法是目前针对静止和超低速运行的位置检测的主要方法。但该方法直接忽略了运动反电势、绕组饱和效应以及绕组等效电阻压降，只适合超低速运行时的无位置传感器控制。而当转速升高时，由于绕组续流电流的存在，续流区间占非导通区域的比例增大，因此导致检测电流高频脉冲注入的区间变小，从而会影响无位置传感器控制算法的实施，导致当转速达到一定的限值时，无位置传感器算法失效。因此有必要结合导通区的电流信号进行统一处理，从而拓宽位置估计的区间范围。但由于带载起动时，导通区绕组电流很大，绕组电感饱和严重，电感估计困难，无法良好的反应出转子位置信息，从而无法很好地实现开关磁阻电机宽转速范围带重载起动的无位置传感器控制。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，在开关磁阻电机重载起动电感饱和严重时，将饱和电感转化为不饱和电感的方法，利用不饱和电感与转子位置一一对应的关系获取实时转子位置信息，从而实现无位置传感器重载起动。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，包括如下步骤：

步骤1，开关磁阻电机静止时，分别在电机各相注入高频脉冲信号，实时检测各相电流大小，并采用瞬时电流斜率差计算方法得到各相不饱和电感，利用不饱和电感正交坐标变换法获取转子初始位置和初始导通相；

步骤2，电机重载起动后，采用电流斩波控制方法控制导通相，并采用高频脉冲注入法控制非导通相，利用瞬时电流斜率差计算方法分别计算导通相的增量电感和非导通相的不饱和电感；

步骤3，根据起动负载大小设定电流斩波限，并利用该电流斩波限下的增量电感与不饱和电感之间的对应关系，建立电流位于饱和电流以上区域时增量电感与不饱和电感之间的一一对应关系；

步骤4，根据步骤3得到的一一对应关系估计电流位于饱和电流以上区域时的导通相不饱和电感；

步骤5，将步骤4得到的导通相不饱和电感和步骤2得到的非导通相不饱和电感相结合，得到整个电周期的不饱和电感信息；

步骤6，利用步骤2-步骤5分别获取三相全电周期的不饱和电感信息，利用三相不饱和电感矢量正交坐标变换法获取电机重载起动时的实时转子位置信息，从而控制无位置传感器宽转速范围重载起动。

优选的，步骤1所述采用瞬时电流斜率差计算方法得到各相不饱和电感的计算公式为：

$L\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{2U_{dc}+2(V_D-V_T)}{{\frac{di}{dt}}_{on}-{\frac{di}{dt}}_{off}},$

其中，L(θ)为各相不饱和电感，U_dc为母线电压，V_D、V_T分别为二极管和开关管的等效压降，分别为各相瞬时电流i的开通斜率和关断斜率，θ为电机转子位置角。

优选的，步骤2所述利用瞬时电流斜率差计算方法计算导通相的增量电感的计算公式为：

$l(\mathrm{\θ},i)=L(\mathrm{\θ},i)+i\frac{\∂L(\mathrm{\θ},i)}{\∂i}=\frac{2U_{dc}+2(V_D-V_T)}{{\frac{di}{dt}}_{on}-{\frac{di}{dt}}_{off}},$

其中，l(θ,i)为导通相的增量电感，L(θ,i)为各相饱和电感，U_dc为母线电压，V_D、V_T分别为二极管和开关管的等效压降，分别为各相瞬时电流i的开通斜率和关断斜率，θ为电机转子位置角。

优选的，所述电机转子位置角θ的计算公式为：

$\mathrm{\θ}=\frac{22.5}{\mathrm{\π}}\[\frac{7\mathrm{\π}}{6}+arctan\frac{{\stackrel{\‾}{L}}_{b0}}{{\stackrel{\‾}{L}}_{a\mathrm{\δ}}}\],$

其中，L_aδ为三相不饱和全周期电感La、Lb和Lc形成的a-b-c静止坐标系逆时针旋转δ角度后，在新坐标系aδ-bδ-cδ下的电感，为L_aδ归一化后的电感；L_b0为三相不饱和全周期电感La、Lb和Lc形成的a-b-c静止坐标系逆时针旋转0角度后，在新坐标系下的电感，为L_b0归一化后的电感。

优选的，所述的计算公式为：

${\stackrel{\‾}{L}}_{a\mathrm{\δ}}=\frac{L_{a\mathrm{\δ}}}{\sqrt{\frac{2}{3}\[{L_{a\mathrm{\δ}}}^2+{L_{b\mathrm{\δ}}}^2+{L_{c\mathrm{\δ}}}^2\]}},$

其中，L_bδ、L_cδ分别为三相不饱和全周期电感La、Lb和Lc形成的a-b-c静止坐标系逆时针旋转δ角度后，在新坐标系aδ-bδ-cδ下的电感。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1、本发明针对开关磁阻电机带重载起动的应用场合，利用固定电流斩波限条件下导通区增量电感与不饱和电感之间的对应关系实现导通区相绕组不饱和电感的实时估计，并与非导通相不饱和电感结合构造出全电周期的相绕组的不饱和电感信息，从而利用三相不饱和相电感矢量正交坐标变换法来实现实时转子位置估计和无位置传感器控制。

2、本发明能够有效解决开关磁阻电机带重载起动的问题，同时采用瞬时电流斜率差计算方法可以有效消除运动反电势的影响，可适应宽转速运行范围，同时也可以避免传统的脉冲注入法在转速升高后脉冲注入区间受限的问题。

3、本发明实现了开关磁阻电机宽转速范围的无位置传感器控制，非常适合油田抽油机、箭杆织机、伺服等低转速、大功率、大扭矩开关磁阻电机系统的应用场合。

附图说明

图1是开关磁阻电机三相不饱和电感与转子位置关系示意图。

图2是本发明开关磁阻电机三相不饱和电感矢量静止坐标系旋转原理图。

图3是本发明开关磁阻电机三相不饱和电感矢量正交坐标变换原理图。

图4是本发明开关磁阻电机静止起动时不饱和相电感估计示意图。

图5是本发明开关磁阻电机相电感和增量电感特性曲线图。

图6是本发明导通相电感饱和时满周期不饱和相电感估计原理图。

图7是本发明开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法的流程框图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本发明提出一种导通区电流饱和情况下辨识出不饱和电感曲线的方法，将导通相和非导通相的不饱和电感信号组合成整个电周期的不饱和电感信号，利用不饱和电感与转子位置的一一对应的关系来估计转子位置信息。该方法有效避开了导通相电感饱和的影响，实现了开关磁阻电机宽转速范围带重载起动的无位置传感器控制。

如图1所示，为开关磁阻电机三相不饱和电感L与转子位置之间的关系曲线，可以看出各相电感均与转子位置呈现一一对应的关系，但是由于电机定转子双凸极结构模式，不饱和相电感-转子位置曲线并非纯正弦曲线，而是含有除直流分量和基波分量之外的高次谐波分量的曲线。为利用电机矢量坐标变换理论实现转子位置的估计，须首先将带高次谐波的电感曲线转换为可以忽略高次谐波的正弦曲线。

为解决该问题，可以采用电感矢量旋转与归一化结合的理论。如图2所示，三相不饱和全周期电感La、Lb和Lc可以表示成a-b-c静止坐标系下的三个互差120度电角度的矢量。同时，根据电感的偶对称性，各相电感可以用傅里叶级数拟合，其包含直流分量，基波以及高次谐波。通过图2所示的静止坐标旋转，可将a-b-c静止坐标系逆时针旋转δ角度，可以得到aδ-bδ-cδ坐标下的电感L_aδ、L_bδ和L_cδ。经坐标变换后，可得到的电感L_aδ、L_bδ和L_cδ不含直流分量和3的倍数次谐波，且它们的和为零。采用如下公式：

${\stackrel{\‾}{L}}_{a\mathrm{\δ}}=\frac{L_{a\mathrm{\δ}}}{\sqrt{\frac{2}{3}\[{L_{a\mathrm{\δ}}}^2+{L_{b\mathrm{\δ}}}^2+{L_{c\mathrm{\δ}}}^2\]}}$

${\stackrel{\‾}{L}}_{b\mathrm{\δ}}=\frac{L_{b\mathrm{\δ}}}{\sqrt{\frac{2}{3}\[{L_{a\mathrm{\δ}}}^2+{L_{b\mathrm{\δ}}}^2+{L_{c\mathrm{\δ}}}^2\]}}$

${\stackrel{\‾}{L}}_{c\mathrm{\δ}}=\frac{L_{c\mathrm{\δ}}}{\sqrt{\frac{2}{3}\[{L_{a\mathrm{\δ}}}^2+{L_{b\mathrm{\δ}}}^2+{L_{c\mathrm{\δ}}}^2\]}}$

可以将L_aδ、L_bδ和L_cδ标准归一化，所得到的归一化后的电感的高次谐波分量的幅值很小，那么可以忽略高次谐波，可以用标准的余弦来表示。由于静止坐标旋转角度δ是任意的，所以可以选择δ＝30度或者δ＝0度。

如图3所示，经上述处理方法，选择δ＝30度和δ＝0度分别可以得到标准归一化后的三相电感矢量和从图3可以看出，与是两两正交的矢量，分别可以用标准正余弦来表示，即：

${\stackrel{\‾}{L}}_{a\mathrm{\δ}}=cos(\mathrm{\ω}t-\frac{7\mathrm{\π}}{6})$

${\stackrel{\‾}{L}}_{b0}=\sin (\mathrm{\ω}t-\frac{7\mathrm{\π}}{6})$

其中，ω表示角速度，t表示时间。

从图3可以看出，与的合成矢量即标准综合矢量其与的夹角是随电机角速度而变化的，可以表示为：

而转子位置角θ与的关系为：

根据上述三相满周期不饱和相电感矢量正交坐标变换方法，可以实现转子位置的实时估计。

从上述方法可以看出，获取三相满周期不饱和电感信息是实现转子位置实时估计的关键。对于轻载而言，导通相电流很小，因而可以忽略电感饱和，采用相绕组电压方程可以得到相绕组不饱和电感为：

$L\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{2U_{dc}+2(V_D-V_T)}{{\frac{di}{dt}}_{on}-{\frac{di}{dt}}_{off}}$

从上述不饱和电感公式可以看出，通过计算瞬时电流的开通斜率和关断斜率并求差值，可以得到相绕组不饱和电感关系。其中，U_dc为母线电压，V_D和V_T分别为二极管和开关管的等效压降。

如图4所示，电机转子静止时在各相注入高频脉冲信号，而在运行时导通相采用斩波或PWM控制后，可以采用计算瞬时电流开通斜率和关断斜率差，通过数字滤波可以获取其包络线信号，利用上述相绕组不饱和电感计算公式而获取各相不饱和电感信息，从而可以根据三相不饱和电感矢量正交坐标变换法来实现转子位置实时估计，实现电机静止时的转子位置估计和起动相估计，并实现轻载时的无位置传感器控制，图中横轴均表示转子位置，纵轴从上到下依次为电流、瞬时电流开通与关断斜率差、不饱和电感。

在电机带重载起动时，起动过程分为两个部分：静止初始导通相估计和起动运行控制。转子静止时，同样可以采用各相注入高频脉冲，由于绕组脉冲电流幅值较小，可利用上述不饱和电感计算方法得到各相不饱和电感，并利用不饱和电感正交坐标变换法而获取转子初始位置和初始导通相。然而，当电机起动后，各相绕组导通时电流高于饱和限值，因此各相绕组电感在导通区将出现严重饱和，即相电感将是转子位置角和电流的非线性函数。此时，采用相绕组电压方程和瞬时电流斜率差计算方法所得到的电感值已经不是相电感值，而是相增量电感，可以表示为：

$l\left(\mathrm{\θ},i\right)=L\left(\mathrm{\θ},i\right)+i\frac{\∂L\left(\mathrm{\θ},i\right)}{\∂i}=\frac{2U_{dc}+2\left(V_D-V_T\right)}{{\frac{di}{dt}}_{on}-{\frac{di}{dt}}_{off}}$

考虑电感饱和时，相电感与相增量电感的特性关系可以由图5表示。可以看出当绕组电流较小时，增量电感与相电感基本相等，然而当绕组电流升高以后，增量电感与相电感并不相等。当电流增大到一定程度时，在不对齐位置和对齐位置之间的增量电感不再单调，而是在到达一定角度时会出现下降趋势。为实现导通相不饱和电感值的估计，本发明提出了一种饱和增量电感转换为不饱和相电感的估计方法，其原理图如图6所示。如图6，本发明根据起动负载的大小，设定适当的斩波限值使得导通相绕组处于斩波控制状态，此时导通相绕组可以近似控制为恒定电流值，在增量电感的上升区和下降区分别建立增量电感与不饱和相电感之间的一维表格，利用计算得到的增量电感查表可以得到不饱和相电感值。利用不饱和电感值与设定的电感阀值L_th比较可及时区分出增量电感的上升区和下降区，从而确保实现饱和增量电感到不饱和相电感之间的转化。在非导通区仍然采用高频脉冲注入的方法，采用瞬时电流斜率差计算法直接可以获得不饱和相电感信号，图中横轴均表示转子位置，纵轴从上到下依次为电流、相电感。

因此，将导通区估计得到的相绕组不饱和电感与非导通相不饱和相电感组合，可以构造满周期的不饱和相电感曲线。采用本发明方法可以实现开关磁阻电机带重载模式下满周期不饱和相电感的重构，则仍可以利用三相不饱和相电感矢量正交坐标变换法(如图3所示)，从而直接估计出起动时实时的转子位置信息，满足开关磁阻电机重载模式先的无位置传感器起动控制要求。此外，从上述增量电感计算公式可以看出，导通相增量电感计算公式中并没有运动反电势信息，即该方法通过瞬时电流开通斜率和关断斜率差的计算，有效避开了运动反电势的影响，因此可以使得起动运行的转速范围得到拓宽，即该方法可以满足开关磁阻电机宽转速范围带重载起动的无位置传感器控制要求。

如图7所示，为本发明开关磁阻电机宽转速范围带重载起动的无位置传感器控制流程框图。可以看出，本发明的无位置传感器位置估计算法全部在控制器中采用软件算法实现，因此没有占用额外的硬件资源。该系统通过实时检测三相电流大小，采用瞬时电流开通斜率与关断斜率差计算方法可以计算出饱和导通相绕组增量电感和非导通相不饱和相电感值，采用本发明饱和增量电感转化为不饱和相电感的方法实现饱和导通区不饱和相电感的估计，该不饱和相电感与非导通区不饱和相电感结合可以构造满周期不饱和相电感曲线，从而利用三相不饱和相电感矢量正交坐标变换理论估计出开关磁阻电机重载起动时的实时转子位置信息，从而为开关磁阻电机的起动控制提供转子位置信息，同时采用导通相斩波控制和非导通相注入脉冲控制相结合的控制方式，通过不对称半桥功率变换器实现对开关磁阻电机的无位置传感器带重载起动控制。从该控制流程框图可以看出，本发明方法并不需要额外硬件资源，利用三相电流信号和控制器资源即可高可靠、无反转、无迟滞的实现开关磁阻电机宽转速范围的带重载无位置传感器起动。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，其特征在于：包括如下步骤：

步骤1，开关磁阻电机静止时，分别在电机各相注入高频脉冲信号，实时检测各相电流大小，并采用瞬时电流斜率差计算方法得到各相不饱和电感，利用不饱和电感正交坐标变换法获取转子初始位置和初始导通相；

步骤2，电机重载起动后，采用电流斩波控制方法控制导通相，并采用高频脉冲注入法控制非导通相，利用瞬时电流斜率差计算方法分别计算导通相的增量电感和非导通相的不饱和电感；

步骤3，根据起动负载大小设定电流斩波限，并利用该电流斩波限下的增量电感与不饱和电感之间的对应关系，建立电流位于饱和电流以上区域时增量电感与不饱和电感之间的一一对应关系；

步骤4，根据步骤3得到的一一对应关系估计电流位于饱和电流以上区域时的导通相不饱和电感；

步骤5，将步骤4得到的导通相不饱和电感和步骤2得到的非导通相不饱和电感相结合，得到整个电周期的不饱和电感信息；

步骤6，利用步骤2-步骤5分别获取三相全电周期的不饱和电感信息，利用三相不饱和电感矢量正交坐标变换法获取电机重载起动时的实时转子位置信息，从而控制无位置传感器宽转速范围重载起动。

2.如权利要求1所述开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，其特征在于：步骤1所述采用瞬时电流斜率差计算方法得到各相不饱和电感的计算公式为：

$L\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{2U_{dc}+2(V_D-V_T)}{{\frac{di}{dt}}_{on}-{\frac{di}{dt}}_{off}},$

其中，L(θ)为各相不饱和电感，U_dc为母线电压，V_D、V_T分别为二极管和开关管的等效压降，分别为各相瞬时电流i的开通斜率和关断斜率，θ为电机转子位置角。

3.如权利要求1所述开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，其特征在于：步骤2所述利用瞬时电流斜率差计算方法计算导通相的增量电感的计算公式为：

$l(\mathrm{\θ},i)=L(\mathrm{\θ},i)+i\frac{\∂L(\mathrm{\θ},i)}{\∂i}=\frac{2U_{dc}+2(V_D-V_T)}{{\frac{di}{dt}}_{on}-{\frac{di}{dt}}_{off}},$

其中，l(θ,i)为导通相的增量电感，L(θ,i)为各相饱和电感，U_dc为母线电压，V_D、V_T分别为二极管和开关管的等效压降，分别为各相瞬时电流i的开通斜率和关断斜率，θ为电机转子位置角。

4.如权利要求2所述开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，其特征在于：所述电机转子位置角θ的计算公式为：

$\mathrm{\θ}=\frac{22.5}{\mathrm{\π}}\[\frac{7\mathrm{\π}}{6}+arctan\frac{{\stackrel{\‾}{L}}_{b0}}{{\stackrel{\‾}{L}}_{a\mathrm{\δ}}}\],$

其中，L_aδ为三相不饱和全周期电感La、Lb和Lc形成的a-b-c静止坐标系逆时针旋转δ角度后，在新坐标系aδ-bδ-cδ下的电感，为L_aδ归一化后的电感；L_b0为三相不饱和全周期电感La、Lb和Lc形成的a-b-c静止坐标系逆时针旋转0角度后，在新坐标系下的电感，为L_b0归一化后的电感。

5.如权利要求4所述开关磁阻电机无位置传感器宽转速范围重载起动方法，其特征在于：所述的计算公式为：

${\stackrel{\‾}{L}}_{a\mathrm{\δ}}=\frac{L_{a\mathrm{\δ}}}{\sqrt{\frac{2}{3}\[{L_{a\mathrm{\δ}}}^2+{L_{b\mathrm{\δ}}}^2+{L_{c\mathrm{\δ}}}^2\]}},$

其中，L_bδ、L_cδ分别为三相不饱和全周期电感La、Lb和Lc形成的a-b-c静止坐标系逆时针旋转δ角度后，在新坐标系aδ-bδ-cδ下的电感。