CN105356770B - 一种基于h桥的mmc子模块拓扑结构 - Google Patents

一种基于h桥的mmc子模块拓扑结构 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于H桥的MMC子模块拓扑结构，目的在于：继承H桥的直流故障保护能力，同时降低直流电容的容值，减小模块体积，提高功率密度，所采用的技术方案为：包括四个依次连接的IGBT管，四个IGBT管上均反并联有二极管，所述四个IGBT管和二极管构成H桥，H桥的母线连接有直流电容(Cdc)，H桥包括两个半桥结构，两个半桥结构的中点为MMC子模块的输出，所述两个半桥结构中的任意一个半桥结构连接有LC网络，LC网络的回路连接至H桥的高电平或者低电平。

Description

一种基于H桥的MMC子模块拓扑结构
技术领域
本发明涉及柔性输配电技术领域，具体涉及一种基于H桥的MMC子模块拓扑结构。
背景技术
与传统电压源换流器相比，模块化多电平换流器(Modular MultileverConverter，MMC)具有扩展性好、谐波小、开关频率低、对器件一致触发要求少等优点，尤其适用于直流输电应用场合。
为降低损耗，器件数量以及控制复杂度，早期的MMC采用半桥子模块级联形式，但是基于半桥子模块的MMC无法有效闭锁直流故障，因而在实际工程应用中受限；传统MMC拓扑的另一个问题在于，每个桥臂输出功率存在巨大的波动，同时为了稳定输出电压，需要容值巨大的电容器以吸收功率波动，该电容器限制了MMC的功率密度，同时影响了系统的成本以及结构设计。具备直流故障闭锁能力以及更小的子模块电容已经成为MMC未来发展的方向。
基于H桥子模块的MMC系统，当直流故障发生之后，短路电流流过MMC桥臂，桥臂上会产生巨大的电压，这样短路电流将迅速降低，从而具有直流短路保护的功能；H桥的另外一大优势就是其更丰富的开关状态，可以保证子模块的四象限运行以及相同输出的不同开关状态组合。但是现有的基于H桥子模块的MMC系统，并未针对电容值巨大提出相应的降低电容电压波动的策略，同时开关状态利用率低，这大大限制了基于H桥的MMC子模块的工程应用。因此，亟需一种基于H桥的，具有直流短路处理能力，同时能够吸收模块功率波动的新型MMC子模块拓扑来解决上述问题。
发明内容
为了解决现有技术中的问题，本发明提出一种继承了H桥的直流故障保护能力，同时能够降低直流电容的容值，减小模块体积，提高功率密度的一种基于H桥的MMC子模块拓扑结构。
为了实现以上目的，本发明所采用的技术方案为：包括四个依次连接的IGBT管，四个IGBT管上均反并联有二极管，所述四个IGBT管构成H桥，H桥的母线连接有直流电容(Cdc)，H桥包括两个半桥结构，两个半桥结构的中点为MMC子模块的输出，所述两个半桥结构中的任意一个半桥结构连接有LC网络，LC网络的回路连接至H桥的高电平或者低电平。
所述四个IGBT管包括第一IGBT管、第二IGBT管、第三IGBT管和第四IGBT管，第一IGBT管)的发射极与第二IGBT管的集电极相连，第三IGBT管的发射极和第四IGBT管的集电极相连，所述第一IGBT管的集电极与第三IGBT管的集电极之间，第二IGBT管的发射极与第四IGBT管的发射极之间均通过H桥母线相连，所述第一IGBT管和第二IGBT管构成第一半桥结构，所述第三IGBT管和第四IGBT管构成第二半桥结构。
所述直流电容设置在两根H桥母线之间，并与第一IGBT管的集电极和第三IGBT管的集电极，以及第二IGBT管的发射极和第四IGBT管的发射极相连。
所述第一IGBT管上反并联有第一二极管，第一二极管的负极与第一IGBT管的集电极相连，第一二极管的正极与第一IGBT的发射极相连；所述第二IGBT管上反并联有第二二极管，第二二极管的正极与第二IGBT管的发射极相连，第二二极管的负极与第二IGBT管的集电极相连；所述第三IGBT管上反并联有第三二极管，第三二极管的正极与第三IGBT管的发射极相连，第三二极管的负极与第三IGBT管的集电极相连；所述第四IGBT管上反并联有第四二极管，第四二极管的正极与第四IGBT管的发射极相连，第四二极管的负极与第四IGBT管的集电极相连。
所述LC网络的电感L的一端连接至第一IGBT管的发射极和第二IGBT管的集电极之间，电感L的另一端连接电容C的一端，LC网络的电容C的另外一端连接至直流电容的正极或负极。
所述LC网络的L端连接至第三IGBT管的发射极和第四IGBT管的集电极之间，LC网络的C端连接至直流电容的正极或负极。
所述LC网络包括依次连接的电感和电容。
与现有技术相比，本发明通过四个IGBT管，以及四个IGBT管上分别反并联的二极管构成H桥，H桥的母线连接直流电容，将两个半桥的中点引出，作为MMC子模块的输出，该模块具备柔性直流输电直流短路保护的功能，同时将任一半桥的中点接出，连接一个LC网络，LC网络的回路连接至H桥的高电平或者低电平，LC网络的作用在于吸收直流电容上的功率波动，本发明旨在保证MMC系统拥有直流短路保护的能力，同时通过调制的方式降低子模块电容，利用H桥丰富的开关状态以及额外的LC回路，在不增加额外IGBT的情况下，继承了H桥具有直流故障保护的能力，同时能够降低直流电容的容值，减小了模块体积，提高了功率密度。
进一步，本发明将LC网络植入H桥拓扑中，LC网络由电感和电容组成，电感端连接在第一IGBT管的发射极与第二IGBT管的集电极之间，或者连接在第三IGBT管的发射极与第四IGBT管的集电极之间，电容端连接直流电容的正极或者负极，该LC网络能够通过控制吸收功率波动，从而降低直流电容上的电压波动，通过该拓扑结构，系统的整体电容量将得到降低，从而减小了子模块体积，提高了功率密度。
附图说明
图1a、1b、1c和1d分别为本发明LC网络的四种接线结构示意图；
图2为本发明在MMC型柔性直流输电系统中的应用示意图；
图3a为本发明在状态a下的状态示意图，图3b为本发明在状态b下的状态示意图，图3c为本发明在状态c下的状态示意图；
图4为本发明调制信号图；
图5a为现有技术的直流电容电压波动示意图，图5b为本发明的直流电容电压波动示意图。
具体实施方式
下面结合具体的实施例和说明书附图对本发明作进一步的解释说明。
参见图1a～图1d，本发明包括四个依次连接的IGBT管，四个IGBT管包括第一IGBT管VT1、第二IGBT管VT2、第三IGBT管VT3和第四IGBT管VT4，第一IGBT管VT1的发射极与第二IGBT管VT2的集电极相连，第三IGBT管VT3的发射极和第四IGBT管VT4的集电极相连，第一IGBT管VT1的集电极与第三IGBT管VT3的集电极之间，第二IGBT管VT2的发射极与第四IGBT管VT4的发射极之间均通过H桥母线相连，第一IGBT管VT1和第二IGBT管VT2构成第一半桥结构，第三IGBT管VT3和第四IGBT管VT4构成第二半桥结构。
第一IGBT管VT1上反并联有第一二极管VD1，第一二极管VD1的负极与第一IGBT管VT1的集电极相连，第一二极管VD1的正极与第一IGBTVT1的发射极相连；第二IGBT管VT2上反并联有第二二极管VD2，第二二极管VD2的正极与第二IGBT管VT2的发射极相连，第二二极管VD2的负极与第二IGBT管VT2的集电极相连；第三IGBT管VT3上反并联有第三二极管VD3，第三二极管VD3的正极与第三IGBT管VT3的发射极相连，第三二极管VD3的负极与第三IGBT管VT3的集电极相连；第四IGBT管VT4上反并联有第四二极管VD4，第四二极管VD4的正极与第四IGBT管VT4的发射极相连，第四二极管VD4的负极与第四IGBT管VT4的集电极相连。
四个IGBT管和四个二极管构成H桥，H桥的母线连接有直流电容Cdc，直流电容Cdc设置在两根H桥母线之间，并与第一IGBT管VT1的集电极和第三IGBT管VT3的集电极，以及第二IGBT管VT2的发射极和第四IGBT管VT4的发射极相连。H桥包括两个半桥结构，两个半桥结构的中点为MMC子模块的输出，两个半桥结构中的任意一个半桥结构连接有LC网络，LC网络的回路连接至H桥的高电平或者低电平。LC网络包括依次连接的电感La和电容Ca，参见图1c和图1d，LC网络的电感L的一端连接至第一IGBT管VT1的发射极和第二IGBT管VT2的集电极之间，电感L的另一端连接电容C的一端，LC网络的电容C的另外一端连接至直流电容Cdc的正极或负极；或者参见图1a和图1b，LC网络的L端连接至第三IGBT管VT3的发射极和第四IGBT管VT4的集电极之间，LC网络的C端连接至直流电容Cdc的正极或负极。
参见图2，下面以电感La连接第三IGBT管VT3的发射极，电容Ca连接直流电容Cdc的负极为具体实施例对本发明进行说明，图2为本发明拓扑结构在MMC型柔性直流输电系统中的应用示意图，第一IGBT管VT1和第二IGBT管VT2构成第一半桥结构，第三IGBT管VT3和第四IGBT管VT4构成第二半桥结构，在第一半桥结构和第二半桥结构的中点引出作为MMC子模块的输出，即在第一IGBT管VT1的发射极和第二IGBT管VT2的集电极之间，以及第三IGBT管VT3的发射极和第四IGBT管VT4的集电极之间引出接线连接若干MMC子模块。
LC网络的设计中，需要电容Ca吸收子模块功率波动，可以将电容Ca近似为一个电压源，第三IGBT管VT3、第四IGBT管VT4、直流电容Cdc以及相应的LC网络构成了一个能量可以双向流动的Buck-Boost电路，从而在原理上解释了LC网络可以吸收系统功率波动。剩下的问题成了如何实现功率波动的分配，现考虑H桥所拥有的开关状态，在柔直系统中，考虑H桥子模块不输出负电平，可以将H桥可能出现的开光状态划分为如下三种：如图3a所示，处于状态a，第一IGBT管VT1和第四IGBT管VT4导通，子模块输出负电平，同时母线电压加在LC网络上，考虑将第一IGBT管VT1、第四IGBT管VT4、母线直流电容Cdc以及电感La和电容Ca等效为Buck电路，则状态a下，工作在Buck电路充电模式；参见图3b，处于状态b，第二IGBT管VT2以及第四IGBT管VT4导通，子模块输出为零电平，而对于Buck电路，工作在续流模式；参见图3c，处于状态c，第一IGBT管VT1以及第三IGBT管VT3导通，子模块输出为零电平，而对于Buck电路，工作在充电模式。
假设一个开关周期中，子模块输出电平为高时所占比例为k，子模块输出电平为零时所占比例为1-k，由于子模块输出为零时的开关状态可以为第一IGBT管VT1以及第三IGBT管VT3导通，或者第二IGBT管VT2以及第四IGBT管VT4导通，假设第一IGBT管VT1以及第三IGBT管VT3所占比例为m。从而第一IGBT管VT1导通所占比例为k+m1-k，VT2所占比例为1-k1-m。将另外一个控制量m的引入，可以实现对La，Ca网络的功率控制，从而实现对于子模块功率的平衡。系统的调制如图4所示，按照该调制模式，保证了MMC子模块对于MMC系统的总体控制要求，同时能够按照功率波动，产生控制信号，控制La，Ca网络上的功率，从而使在直流母线上的电容功率趋于平衡，降低电容电压波动。
对于MMC系统，存在巨大的功率波动，以a相上桥臂为例，流过a相上桥臂的电流以及a相上桥臂的电压表达式如下
其中ipa为上桥臂电流，idc为直流侧电流，iva为a相交流电流，Udc为直流母线电压，ea为交流侧电网电压，w0t对应系统角频率，k为调制比， 对应系统功率因素。
从而可以推倒出a相上桥臂的功率波动
可以看到a相上桥臂的功率波动包括工频量和二倍频量，考虑到工频量占主导同时其引起的电压波动更为剧烈，可针对工频波动设计相应的控制策略。
Pac(t)＝Psin(w0t+β)
由于功率波动为工频量，如果通过La吸收工频功率，电感的体积以及成本将过大，通过Ca系统功率波动更为合理。Ca上电压为直流分量叠加一交流分量。考虑直流分量占主导，而流过Ca上的电流为一交流成分，那么Ca上主要吸收的功率满足一下表达式
PCa(t)＝VdcVacCawcos(wt+θ)
其中，Vdc为Ca上的直流分量，Vac为Ca上的交流分量。
可以看到电容上的功率波动主要在于工频，只要满足Ca上的功率波动与Pac相互抵消，则可以有效降低直流母线上的功率波动。
引入LC网络前后，子模块电压波动情况对比如图5a和图5b所示，图5a为现有技术的直流电容电压波动示意图，图5b为本发明的直流电容电压波动示意图，可以看到保证总体电容值不变的情况下，电容电压的波动幅值降低了50％。在同样电压波动情况下，所提出的拓扑能够有效降低直流母线电容。
可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本发明的原理而采用的示例性实施方式，然而本发明并不局限于此。对于本领域内的普通技术人员而言，在不脱离本发明的精神和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种基于H桥的MMC子模块拓扑结构，其特征在于，包括四个依次连接的IGBT管，四个IGBT管上均反并联有二极管，所述四个IGBT管构成H桥，H桥的母线连接有直流电容(Cdc)，H桥包括两个半桥结构，两个半桥结构的中点为MMC子模块的输出，所述两个半桥结构中的任意一个半桥结构连接有LC网络，LC网络的回路连接至H桥的高电平或者低电平；
所述四个IGBT管包括第一IGBT管(VT1)、第二IGBT管(VT2)、第三IGBT管(VT3)和第四IGBT管(VT4)，第一IGBT管(VT1)的发射极与第二IGBT管(VT2)的集电极相连，第三IGBT管(VT3)的发射极和第四IGBT管(VT4)的集电极相连，所述第一IGBT管(VT1)的集电极与第三IGBT管(VT3)的集电极之间，第二IGBT管(VT2)的发射极与第四IGBT管(VT4)的发射极之间均通过H桥母线相连，所述第一IGBT管(VT1)和第二IGBT管(VT2)构成第一半桥结构，所述第三IGBT管(VT3)和第四IGBT管(VT4)构成第二半桥结构；
所述直流电容(Cdc)设置在两根H桥母线之间，并与第一IGBT管(VT1)的集电极和第三IGBT管(VT3)的集电极，以及第二IGBT管(VT2)的发射极和第四IGBT管(VT4)的发射极相连；
所述第一IGBT管(VT1)上反并联有第一二极管(VD1)，第一二极管(VD1)的负极与第一IGBT管(VT1)的集电极相连，第一二极管(VD1)的正极与第一IGBT(VT1)的发射极相连；所述第二IGBT管(VT2)上反并联有第二二极管(VD2)，第二二极管(VD2)的正极与第二IGBT管(VT2)的发射极相连，第二二极管(VD2)的负极与第二IGBT管(VT2)的集电极相连；所述第三IGBT管(VT3)上反并联有第三二极管(VD3)，第三二极管(VD3)的正极与第三IGBT管(VT3)的发射极相连，第三二极管(VD3)的负极与第三IGBT管(VT3)的集电极相连；所述第四IGBT管(VT4)上反并联有第四二极管(VD4)，第四二极管(VD4)的正极与第四IGBT管(VT4)的发射极相连，第四二极管(VD4)的负极与第四IGBT管(VT4)的集电极相连；
所述LC网络的电感L的一端连接至第一IGBT管(VT1)的发射极和第二IGBT管(VT2)的集电极之间，电感L的另一端连接电容C的一端，LC网络的电容C的另外一端连接至直流电容(Cdc)的正极或负极。
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