CN105305894A - 一种基于转矩分配函数在线修正的srm转矩脉动最小化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于转矩分配函数在线修正的SRM转矩脉动最小化控制方法，该方法通过对SRM传统TSF控制方案的分析，指出了该方案在电机运行中仍然存在的转矩脉动问题，并提出了TSF的在线优化补偿策略，有效减小了转矩脉动，使电机运行更加稳定。另外，为了减少开关损耗，提高电机效率，本发明中涉及到的SRM驱动信号采用了硬斩波和软斩波相结合的方式。

Description

一种基于转矩分配函数在线修正的SRM转矩脉动最小化控制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种基于转矩分配函数在线修正的SRM转矩脉动最小化控制方法。

背景技术

开关磁阻电机(SwitchedReluctanceMotor，SRM)结构简单、价格便宜、性能高并且鲁棒性好，自20世纪80年代问世以来，便获得了国内外电气传动界的广泛重视，成为当时最热门的调速电动机之一，并逐渐形成了理论研究与实际应用并重的发展态势。近几十年来，伴随着电子学和微电子学的迅速发展，开关磁阻电机成为最有发展潜力的可控直流调速系统之一，该系统由双凸极式磁阻电机、功率变换器、位置传感器、电流传感器和控制器组成，是机电一体化的调速驱动装置。

开关磁阻电机系统(SwitchedReluctanceMotorDrive，SRD)中，开关磁阻电机是该系统中实现机电能量装换的部件，也是SRD有别于其他电机系统的主要标志；功率变换器负责向SRM提供运行所需要的能量，由蓄电池或者交流电整流后得到的直流电供电，该模块采用的是不对称半桥型功率变换器结构，由于其各相绕组之间相互独立、容错性能好、稳定性强的特点而广泛应用。位置检测模块是用来检测SRM转子的位置；电流检测模块则是用于检测SRM绕组中的各相电流；控制器模块是整套调速系统的核心，它综合处理转速给定、速度反馈信号、位置传感器和电流传感器的反馈信息，然后对功率变换器发出控制信号，实现功率变换器对SRM运行状态的驱动。

由于固有的双凸极结构和开关形式供电电源，开关磁阻电机的转矩脉动比较大，所以最大限度的减少转矩脉动成为SRM的热门研究领域之一。而转矩分配函数(TorqueSharingFunction，TSF)方案是研究者经常采用的一种高级控制策略，该方案按照电机的转子位置将期望的输出转矩分配到绕组各相，得到各相期望的参考值，再分别对各相绕组产生的转矩进行实时控制，最终使转矩之和维持恒定值，达到减少转矩脉动的目的。

TSF的实现具有不同的分配方案，但是无论是哪一种方案，都应该满足以下两个条件：

(1)为了使各相瞬时转矩之和为期望转矩，在任意时刻的各相绕组转矩分配函数之和应该为1，即：

$\left\{\begin{array}{c}\underset{k=1}{\overset{n}{\Σ}}{f}_k\left(\mathrm{\θ}\right)=1\\ 0\≤f_k\left(\mathrm{\θ}\right)\≤1\end{array}\right.$

式中，n为电机总相数，k为电机第k相绕组，f_k(θ)为第k相转矩分配函数。

(2)SRM各相绕组实际产生的转矩要尽可能能够跟踪上有转矩分配函数确定的各相绕组的期望转矩，因此要求转矩分配函数的变化率不要太大。

通常采用的转矩分配函数类型包括线型、余弦函数型、立方型和指数型。在传统的TSF方案中，当电机位于两相绕组导通的前子区间，由于转矩特性、电压限制以及速度升高等因素，后一相产生的转矩不能跟踪上期望的转矩参考值，会造成总输出转矩不足，引起实际转矩比期望的转矩参考数值偏低；而在电机两相绕组导通的后子区间，前一相产生的转矩不能迅速减少到期望的转矩参考值，会造成总输出转矩偏高，同样引起较大转矩脉动。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种基于转矩分配函数在线修正的SRM转矩脉动最小化控制方法，实现转矩的实时补偿，使SRM具有更高的稳定性和运行性能。

一种基于转矩分配函数在线修正的SRM转矩脉动最小化控制方法，包括如下步骤：

(1)采集SRM的三相定子电流I_a～I_c和转子位置角θ；

(2)根据步骤(1)中采集到的信息通过转矩-电流-位置角的特性模型，计算出SRM的三相实际转矩T_a～T_c；

(3)根据给定的总参考转矩T_{e_ref}通过转矩分配函数进行在线修正，计算得到SRM修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*；

(4)使修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*对应减去三相实际转矩T_a～T_c，得到三相转矩误差ΔT_a ^*～ΔT_c ^*；

(5)使所述的三相转矩误差ΔT_a ^*～ΔT_c ^*经过滞环比较器，得到SRM功率变换器的三相驱动信号S_a～S_c，进而使三相驱动信号S_a～S_c经功率放大后以对SRM功率变换器进行开关控制。

所述的步骤(3)中通过转矩分配函数进行在线修正，计算SRM修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*，具体过程如下：

a使总参考转矩T_{e_ref}乘以三相转矩分配函数得到SRM修正前的三相参考转矩T_a'～T_c'；

b使修正前的三相参考转矩T_a'～T_c'对应减去三相实际转矩T_a～T_c，得到三相正向转矩误差；使三相实际转矩T_a～T_c对应减去修正前的三相参考转矩T_a'～T_c'，得到三相反向转矩误差；

c在两相导通区间内对三相转矩分配函数进行补偿：

在两相导通区间的前子区间内，对后一相的正向转矩误差进行PI调节，得到前一相的TSF补偿量，并使该TSF补偿量加上前一相的TSF；后一相在前子区间内保持TSF不变；

在两相导通区间的后子区间内，对前一相的反向转矩误差进行PI调节，得到后一相的TSF补偿量，并使后一相的TSF减去该TSF补偿量；前一相在后子区间内保持TSF不变；

所述前子区间与后子区间的分隔线为两相导通区间内后一相修正前的参考转矩与后一相实际转矩相等的时刻；所述两相导通区间内的后一相为TSF上升沿所对应的相，且该相在两相导通区间内的所述两相导通区间内的前一相为TSF下降沿所对应的相，且该相在两相导通区间内其中，θ_on为SRM当前相的开通角，θ_off为SRM当前相的关断角，θ_ov为SRM当前导通两相的重叠角；

d使总参考转矩T_{e_ref}乘以补偿后的三相转矩分配函数得到SRM修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*。

所述步骤a中三相转矩分配函数的表达式如下：

其中：f(θ)为当前相的TSF。

所述的步骤(5)中对SRM功率变换器进行开关控制时，在三相转矩分配函数的单相导通区间内，功率变换器中的上管对应采用功率放大后三相驱动信号S_a～S_c，下管均保持导通。

在电机两相绕组导通的前子区间，由于转矩特性、电压限制以及速度升高等因素，后一相绕组产生的转矩不能迅速跟踪上期望的转矩参考值，会造成总输出转矩不足，鉴于此时的前一相绕组具有很好的转矩跟踪性能，本发明便利用前一相实现转矩的正向在线修正补偿，从而实现转矩脉动最小化；

在电机两相绕组导通的后子区间，由于转矩特性、电压限制以及速度升高等因素，前一相绕组产生的转矩不能迅速减少到期望的转矩参考值，会造成总输出转矩偏高，鉴于此时的后一相绕组具有很好的转矩跟踪性能，本发明便利用后一相实现转矩的负向在线修正补偿，从而实现转矩脉动最小化。

本发明通过对SRM传统TSF控制方案的分析，指出了该方案在电机运行中仍然存在的转矩脉动问题，并提出了TSF的在线优化补偿策略，有效减小了转矩脉动，使电机运行更加稳定。另外，为了减少开关损耗，提高电机效率，本发明中涉及到的SRM驱动信号采用了硬斩波和软斩波相结合的方式。

附图说明

图1为三相开关磁阻电机驱动系统的结构示意图。

图2为三相SRM不对称半桥型功率变换器的结构示意图。

图3(a)～图3(c)分别为SRM功率转换器某一相运行时三个阶段的原理示意图。

图4为SRM在线性模型下相电流与相电感的关系示意图。

图5为传统TSF方案的控制流程示意图。

图6为余弦函数型TSF的示意图。

图7(a)为传统TSF方案中的转矩波形示意图。

图7(b)为传统TSF方案中SRM功率转换器每相上管的驱动信号示意图。

图7(c)为传统TSF方案中SRM功率转换器每相下管的驱动信号示意图。

图8为本发明TSF在线补偿方案的控制流程示意图。

图9为传统TSF与在线修正后TSF的比较示意图。

图10为在区间I对传统TSF的在线修正补偿方案示意图。

图11为在区间II对传统TSF的在线修正补偿方案示意图。

图12(a)为本发明TSF在线修正方案中的参考转矩波形示意图。

图12(b)为本发明TSF在线修正方案中SRM功率转换器每相上管的驱动信号示意图。

图12(c)为本发明TSF在线修正方案中SRM功率转换器每相下管的驱动信号示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关工作原理进行详细说明。

如图1所示，本发明基于母线电流采样的开关磁阻电机系统，包括开关磁阻电机SRM、功率变换器、位置检测装置、电流检测装置以及控制器；开关磁阻电机具有三相定子绕组，变换器为各定子绕组励磁；控制器为开关器件提供驱动信号。

如图2所示，本实施方式变换器包括电源U_dc、直流母线电容C、六个二极管D₁～D₆、和六个开关管S₁～S₆；其中，直流母线电容C的一端与开关管S₁的一端、开关管S₃的一端、开关管S₅的一端、二极管D₂的阴极、二极管D₄的阴极和二极管D₆的阴极共连并连接外部直流电压源的正极，开关管S₁的另一端与定子绕组L_a的一端和二极管D₁的阴极相连，开关管S₃的另一端与定子绕组L_b的一端和二极管D₃的阴极相连，开关管S₅的另一端与定子绕组L_c的一端和二极管D₅的阴极相连，定子绕组L_a的另一端与二极管D₂的阳极和开关管S₂的一端相连，定子绕组L_b的另一端与二极管D₄的阳极和开关管S₄的一端相连，定子绕组L_c的另一端与二极管D₆的阳极和开关管S₆的一端相连，直流母线电容C的另一端、开关管S₂的另一端、开关管S₄的另一端、开关管S₆的另一端、二极管D₁的阳极、二极管D₃的阳极和二极管D₅的阳极共连并连接外部直流电压源的负极，六个开关管S₁～S₆的控制极接收控制器提供的信号。

本发明实施方式采用的三相开关磁阻电机在运行时，绕组电压有三种运行状态：在A相导通阶段，当上管S₀和下管S₁均开通时，电源向绕组供电，绕组两端承受正电压U_dc，如图3(a)所示；当上管S₀关断下管S₁开通时，绕组两端电压为零，如图3(b)所示；在续流阶段开关管S₀、S₁均关断，电流通过续流二极管D₁和D₂进行续流，绕组两端承受负电压-U_dc，如图3(c)所示。

SRM运行过程中，一相绕组的相转矩可以通过下式表示：

$T_k=\frac{\∂W_c(\mathrm{\θ},i_k)}{\∂\mathrm{\θ}}{|}_{i_k=const}=\frac{1}{2}{i_k}^2\frac{\∂L_k}{\∂\mathrm{\θ}}$

式中，W_c(θ,i_k)表示磁共能，θ为转子位置角，i_k为相电流，L_k为相电感。

图4为SRM在线性模型下相电流(实线)与相电感(虚线)示意图，根据相转矩公式可知，为了得到较大的有效转矩，一方面，应该尽量减少制动转矩，即在绕组电感开始随转子位置减少时应该尽快使绕组电流衰减到0，因此关断角θ_ff应该设计在最大电感达到之前，主开关器件关断后，反极性的电压加在绕组两端，电流流向电源，多以绕组电流迅速下降，以保证在电感下降区域内流动的电流很小；另一方面，应该尽量提高电动转矩，即在绕组电感随转子位置上区域应该尽量流过较大的电流，因此SRM运行时的开通角θ_on应该设计在电感开始上升之前。

传统的TSF控制方案如图5所示，转矩分配方案类型通常包括线型、余弦函数型、立方型和指数型，其中余弦函数型示意图如图6所示，其中，f_k-1(θ)表示前一相绕组的转矩分配函数，f_k(θ)表示后一相绕组的转矩分配函数。在该方案中，转矩脉动主要产生于换相期间。一方面，在电机两相绕组导通的开始阶段，后一相产生转矩的位置位于电机的不对称位置，此时的实际电机模型中电感升高变化率很低，根据上式可知，该相产生的相转矩非常低，因此不足以跟踪上TSF方案分配的相参考转矩，造成电机总转矩偏低，引起转矩脉动。另一方面，在电机两相绕组导通的结束阶段，前一相产生转矩的位置位于电机电感的上升区域，此时的实际电感升高变化率很大，根据上式可知，该相转矩比较高，因此产生的转矩不能迅速衰减到TSF方案分配的相转矩参考，造成电机总转矩偏高，引起转矩脉动。另外，由于电压限制以及速度升高等因素，均会加剧前面提到的两种情况。图7(a)所示为相转矩参考与实际相转矩的比较示意图，图中实线表示由TSF方案所分配的相转矩参考，而虚线表示电机运行时的实际相转矩。图7(b)和图7(c)展示了在传统TSF方案中每相绕组两个开关管采用的驱动信号，两个开关管接收来自控制器的相同斩波信号，由于开关频率比较高，不利于减少开关损耗，提高电机效率。

本发明充分分析了上述涉及的问题，并提出了TSF的在线优化补偿策略，有效减小了转矩脉动，使电机运行更加稳定，其控制流程图如图8所示。本发明在传统TSF的基础上，对TSF分配方案进行了补偿，加入补偿器，另外，为了减少开关损耗，提高电机运行效率，原斩波信号在转子位置的参与下进行了优化。

本发明提出的TSF在线优化方案如图9所示，其中实线表示传统的TSF，虚线表示在线优化之后的TSF。前子区间(区间I)与后子区间(区间II)的分离点设置为后一相实际转矩与其修正前参考转矩相等的时刻。具体的实施过程如图10和图11所示，在区间I，电机转矩偏低是有后一相绕组引起的，而前一相具有很好的转矩跟踪性能，因此，正向转矩补偿由前一相完成。其中转矩误差可以表达为：

ΔT＝T_{e_ref}(k)-T_e(k)

该转矩误差经过比例积分控制器后可以转化为前一相TSF的补偿值△f，因此前一相补偿之后的TSF以及新的前一相转矩参考可以分别通过下式得到，而后一相TSF以及相转矩参考在该区间维持不变。

$\begin{array}{cc}{f}_{k-1}^{new}\left(\mathrm{\θ}\right)=f_{k-1}\left(\mathrm{\θ}\right)+\mathrm{\Δ}f& T_{e\_ref}^{new}(k-1)=T_{e\_ref}{f}_{k-1}^{new}\left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}$

在区间II，电机转矩偏高是有前一相绕组引起的，而此时的后一相绕组具有很好的转矩跟踪性能，因此，负向转矩补偿由后一相完成。其中转矩误差可以表达为：

ΔT＝T_e(k-1)-T_{e_ref}(k-1)

该转矩误差经过比例积分控制器后可以转化为后一相TSF的补偿值△f，因此后一相补偿之后的TSF以及新的后一相转矩参考可以分别通过下式得到，而前一相TSF以及相转矩参考在该区间维持不变。

$\begin{array}{cc}{f}_k^{new}\left(\mathrm{\θ}\right)=f_k\left(\mathrm{\θ}\right)-\mathrm{\Δ}f& T_{e\_ref}^{new}\left(k\right)=T_{e\_ref}{f}_k^{new}\left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}$

图12(a)为本发明提出的在线优化补偿后的TSF示意图。考虑到降低开关损耗，提高系统效率，本发明中采用的是硬斩波和软斩波相结合的导通方式，如图12(b)和图12(c)所示，在两相导通重叠区间(区间I和区间II)，开关管采用硬斩波方式，即上下管同时采用斩波信号，以便于实现相转矩快速跟踪的目的，而在单相导通区间(区间III)，开关管采用软斩波方式，即上管斩波下管保持开通，以便于降低开关损耗，提高系统效率。

Claims (4)

1.一种基于转矩分配函数在线修正的SRM转矩脉动最小化控制方法，包括如下步骤：

(1)采集SRM的三相定子电流I_a～I_c和转子位置角θ；

(2)根据步骤(1)中采集到的信息通过转矩-电流-位置角的特性模型，计算出SRM的三相实际转矩T_a～T_c；

(3)根据给定的总参考转矩T_{e_ref}通过转矩分配函数进行在线修正，计算得到SRM修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*；

(4)使修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*对应减去三相实际转矩T_a～T_c，得到三相转矩误差ΔT_a ^*～ΔT_c ^*；

(5)使所述的三相转矩误差ΔT_a ^*～ΔT_c ^*经过滞环比较器，得到SRM功率变换器的三相驱动信号S_a～S_c，进而使三相驱动信号S_a～S_c经功率放大后以对SRM功率变换器进行开关控制。

2.根据权利要求1所述的SRM转矩脉动最小化控制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中通过转矩分配函数进行在线修正，计算SRM修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*，具体过程如下：

a使总参考转矩T_{e_ref}乘以三相转矩分配函数得到SRM修正前的三相参考转矩T_a'～T_c'；

b使修正前的三相参考转矩T_a'～T_c'对应减去三相实际转矩T_a～T_c，得到三相正向转矩误差；使三相实际转矩T_a～T_c对应减去修正前的三相参考转矩T_a'～T_c'，得到三相反向转矩误差；

c在两相导通区间内对三相转矩分配函数进行补偿：

在两相导通区间的前子区间内，对后一相的正向转矩误差进行PI调节，得到前一相的TSF补偿量，并使该TSF补偿量加上前一相的TSF；后一相在前子区间内保持TSF不变；

在两相导通区间的后子区间内，对前一相的反向转矩误差进行PI调节，得到后一相的TSF补偿量，并使后一相的TSF减去该TSF补偿量；前一相在后子区间内保持TSF不变；

所述前子区间与后子区间的分隔线为两相导通区间内后一相修正前的参考转矩与后一相实际转矩相等的时刻；所述两相导通区间内的后一相为TSF上升沿所对应的相，且该相在两相导通区间内的所述两相导通区间内的前一相为TSF下降沿所对应的相，且该相在两相导通区间内其中，θ_on为SRM当前相的开通角，θ_off为SRM当前相的关断角，θ_ov为SRM当前导通两相的重叠角；

d使总参考转矩T_{e_ref}乘以补偿后的三相转矩分配函数得到SRM修正后的三相参考转矩T_a ^*～T_c ^*。

3.根据权利要求2所述的SRM转矩脉动最小化控制方法，其特征在于：所述步骤a中三相转矩分配函数的表达式如下：

其中：f(θ)为当前相的TSF。

4.根据权利要求1所述的SRM转矩脉动最小化控制方法，其特征在于：所述的步骤(5)中对SRM功率变换器进行开关控制时，在三相转矩分配函数的单相导通区间内，功率变换器中的上管对应采用功率放大后三相驱动信号S_a～S_c，下管均保持导通。