CN108459199B - 改进的开关磁阻电机电流采样方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种改进的开关磁阻电机电流采样方法，此方法可以克服传统电流采样方法的一拍延时问题，提高SRM反馈电流的精确度，从而提高SRM电流跟踪性能来提高控制实施的精准度，进而减小SRM转矩脉动。有益效果体现在：(1)本文提出的改进的开关磁阻电机电流采样方法在电机基速及以下范围内能有效抑制传统电流采样的一拍控制延问题；(2)本文提出的改进的开关磁阻电机电流采样方法在电机基速及以下范围内明显提高电机实际电流跟踪参考电流能力；(3)在对电机实际电流跟踪参考电流性能同样要求下，本文提出的改进的开关磁阻电机电流采样方法在电机基速及以下范围内可以大幅减低开关频率，减小开关管损耗，延长开关管寿命。

Description

改进的开关磁阻电机电流采样方法

技术领域

本发明属于电气工程领域的开关磁阻电机电流采样技术，具体涉及一种改进的开关磁阻电机电流采样方法。

技术背景

开关磁阻电机(switched reluctance motor,SRM)结构简单坚固，工作可靠，效率高，由其构成的开关磁阻电动机驱动系统与传统交直流调速系统相比，具有许多优点，如：起动转矩大，调速范围宽，控制灵活，可方便实现四象限运行，具有较强的再生制动能力，在宽广的转速和功率范围内都具有高效率，有利于节能降耗；可工作于极高转速；可缺相运行，容错能力强等。目前，包括开关磁阻电机控制技术在内的各种开关磁阻电机技术已经受到了各国政策的大力支持。

虽然开关磁阻电机具有良好的发展前景，但是由于其的双凸极结构，及磁场非线性原因，转矩脉动较大，震动、噪音问题突出。为了减小转矩脉动，目前已有很多方法，比如基于电流波形的控制方法、反馈线性化解耦控制、直接转矩控制、基于迭代学习的控制、基于模糊和神经网络的控制、转矩分配函数控制、基于滑膜观测器控制等等。在这些控制方法中。无论是通过塑造电流波形形态。还是转矩或磁链波形形态，进而达到平滑转矩的目的，反馈电流都是控制中的重要参数之一。而反馈电流的精确度将直接影响控制实施的精准度。

而在大功率SRM电驱系统应用中，多以数字控制为主，通过采用DSP作为控制器，而开关器件的最大开关频率受到开关器件本身电驱系统功率、可靠性等综合因素掣肘而被限制，因此SRM电驱系统也面临一个挑战，即在有限的开关频率下，通过精确控制，提高电机的整体输出性能。实现电机精确控制非常重要的前提是有精确的反馈电流，而反馈电流误差主要是由采样延时引起的，一般SRM电驱系统控制中，电流采样有一拍延时。

发明内容

鉴于已有技术存在的缺点，本发明的目的是提供一种改进的开关磁阻电机电流采样方法，此方法可以克服传统电流采样方法的一拍延时问题，提高SRM反馈电流的精确度，从而提高SRM电流跟踪性能来提高控制实施的精准度，进而减小SRM转矩脉动。

为了实现上述目标，本发明的技术方案为：一种改进的开关磁阻电机电流采样方法，该方法包括如下步骤：

步骤1，通过电流传感器采样得到当前k载波周期内采样点M处的采样电流，并记为i_M，记录当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k，其中PWM通道用于驱动开关磁阻电机，所述电机驱动状态D_k包括以下三种：

D_k＝1，表示当前k载波周期电机驱动状态为励磁状态；

D_k＝0，表示当前k载波周期电机驱动状态为零电压续流；

D_k＝-1，表示当前k载波周期电机驱动状态为退磁状态；

步骤2，根据前三个载波周期得到的数据，计算得到开关磁阻电机绕组励磁时电流变化斜率A₁和零电压续流时电流变化斜率A₀，具体计算公式如下：

其中，i_k-3为(k-3)载波周期的改进采样电流，i_k-2为(k-2)载波周期的改进采样电流，i_k-1为(k-1)载波周期的改进采样电流；D_k-2为(k-2)载波周期内对应的电机驱动状态，D_k-1为(k-1)载波周期内对应的电机驱动状态；τ_k-2为(k-2)载波周期内PWM通道输出的占空比，τ_k-1为(k-1)载波周期内PWM通道输出的占空比；

步骤3，计算当前k载波周期终点N处的电流i_N；

步骤3.1，将载波周期的终点记为N，当前k载波周期终点N处的电流记为i_N，采样点M到载波周期终点N之间的时间段记为MN时间段t_n，0≤t_n≤50％T_s，T_s为载波周期从起点到终点对应的时间段；

步骤3.2，根据步骤1中记录的当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k确定MN时间段t_n内开关磁阻电机电压状态，其中：

当D_k＝1时，MN时间段t_n内开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压Udc时所对应的时间段记为直流母线电压时间段t₊，0≤t₊≤t_n；

当D_k＝-1时，MN时间段t_n内开关磁阻电机绕组电压为负直流母线电压-Udc时所对应的时间段记为负直流母线电压时间段t_-，0≤t_-≤t_n；

步骤3.3，根据步骤1得到的当前k载波周期内采样点M处的采样电流i_M、当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k，步骤2得到的开关磁阻电机绕组励磁时电流变化斜率A₁和零电压续流时电流变化斜率A₀，步骤3.2得到的直流母线电压时间段t₊和负直流母线电压时间段t_-，计算得到当前k载波周期终点N处的电流i_N，具体计算公式如下：

步骤4，将步骤3得到的当前k载波周期终点N处的电流i_N记为当前k载波周期的改进采样电流i_k，即i_k＝i_N。

优选的，步骤1所述PWM通道驱动开关磁阻电机的方式为：

D_k＝1，占空比τ_k对应的时间段内开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压Udc，(1-τ_k)对应的时间段内开关磁阻电机绕组为零电压续流；

D_k＝0，整个载波周期k内开关磁阻电机绕组为零电压续流；

D_x＝-1，占空比τ_k对应的时间段内开关磁阻电机绕组电压为负直流母线电压-Udc，(1-τ_k)对应的时间段内开关磁阻电机绕组为零电压续流。

本发明公开了一种改进的开关磁阻电机电流采样方法，此方法可以克服传统电流采样方法的一拍延时问题，提高SRM反馈电流的精确度，从而提高SRM电流跟踪性能来提高控制实施的精准度，进而减小SRM转矩脉动。其有益效果具体体现在：

(1)本文提出的改进的开关磁阻电机电流采样方法在电机基速及以下范围内能有效抑制传统电流采样的一拍控制延问题；

(2)本文提出的改进的开关磁阻电机电流采样方法在电机基速及以下范围内明显提高电机实际电流跟踪参考电流能力；

(3)在对电机实际电流跟踪参考电流性能同样要求下，本文提出的改进的开关磁阻电机电流采样方法在电机基速及以下范围内可以大幅减低开关频率，减小开关管损耗，延长开关管寿命。

附图说明

图1为本发明所述改进的电流采样方法对应的原理例图。

图2为本发明所述改进的电流采样方法对应的步骤流程图；

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明进行进一步详细说明。显然所描述的实施例仅是本发明实施例的一部分，基于本发明的实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的其它实施例，都属于本专利的保护范围。

本发明的实例提供了一种改进的开关磁阻电机电流采样方法，克服了传统电流采样方法缺点，提高SRM反馈电流的精确度，从而提高SRM电流跟踪性能来提高控制实施的精准度，进而减小SRM转矩脉动。

图2所示为实施本发明的一种电流采样方案。

参见图2，实施本发明提出的一种改进的开关磁阻电机电流采样方法的基本步骤如下：

步骤1，通过电流传感器采样得到当前k载波周期内采样点M处的采样电流，并记为i_M，记录当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k，其中PWM通道用于驱动开关磁阻电机，所述电机驱动状态D_k包括以下三种：

D_k＝1，表示当前k载波周期电机驱动状态为励磁状态；

D_k＝0，表示当前k载波周期电机驱动状态为零电压续流；

D_k＝-1，表示当前k载波周期电机驱动状态为退磁状态；

其中，所述PWM通道驱动开关磁阻电机的方式为：

D_k＝1，占空比τ_k对应的时间段内开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压Udc，(1-τ_k)对应的时间段内开关磁阻电机绕组为零电压续流；

D_k＝0，整个载波周期k内开关磁阻电机绕组为零电压续流；

D_x＝-1，占空比τ_k对应的时间段内开关磁阻电机绕组电压为负直流母线电压-Udc，(1-τ_k)对应的时间段内开关磁阻电机绕组为零电压续流。

作为具体实例，步骤1中当前k载波周期内采样点M处的采样电流通过霍尔元件采样获得。

步骤2，根据前三个载波周期得到的数据，计算得到开关磁阻电机绕组励磁时电流变化斜率A₁和零电压续流时电流变化斜率A₀，具体计算公式如下：

其中，i_k-3为(k-3)载波周期的改进采样电流，i_k-2为(k-2)载波周期的改进采样电流，i_k-1为(k-1)载波周期的改进采样电流；D_k-2为(k-2)载波周期内对应的电机驱动状态，D_k-1为(k-1)载波周期内对应的电机驱动状态；τ_k-2为(k-2)载波周期内PWM通道输出的占空比，τ_k-1为(k-1)载波周期内PWM通道输出的占空比。

步骤3，计算当前k载波周期终点N处的电流i_N；

步骤3.1，将载波周期的终点记为N，当前k载波周期终点N处的电流记为i_N，采样点M到载波周期终点N之间的时间段记为MN时间段t_n，0≤t_n≤50％T_s，T_s为载波周期从起点到终点对应的时间段。采样点M与载波周期终点N之间的关系、T_s与t_n的关系见图1。

步骤3.2，根据步骤1中记录的当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k确定MN时间段t_n内开关磁阻电机电压状态，其中：

当D_k＝1时，MN时间段t_n内开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压Udc时所对应的时间段记为直流母线电压时间段t₊，0≤t₊≤t_n；

当D_k＝-1时，MN时间段t_n内开关磁阻电机绕组电压为负直流母线电压-Udc时所对应的时间段记为负直流母线电压时间段t_-，0≤t_-≤t_n。

步骤3.3，根据步骤1得到的当前k载波周期内采样点M处的采样电流i_M、当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k，步骤2得到的开关磁阻电机绕组励磁时电流变化斜率A₁和零电压续流时电流变化斜率A₀，步骤3.2得到的直流母线电压时间段t₊和负直流母线电压时间段t_-，计算得到当前k载波周期终点N处的电流i_N，具体计算公式如下：

步骤4，将步骤3得到的当前k载波周期终点N处的电流i_N记为当前k载波周期的改进采样电流i_k，即i_k＝i_N。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (1)

1.一种改进的开关磁阻电机电流采样方法，其特征在于，步骤如下：

步骤1，通过电流传感器采样得到当前k载波周期内采样点M处的采样电流，并记为i_M，记录当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k，其中PWM通道用于驱动开关磁阻电机，所述电机驱动状态D_k包括以下三种：

D_k＝1，表示当前k载波周期电机驱动状态为励磁状态；

D_k＝0，表示当前k载波周期电机驱动状态为零电压续流；

D_k＝-1，表示当前k载波周期电机驱动状态为退磁状态；

其中，所述PWM通道驱动开关磁阻电机的方式为：

D_k＝1，占空比τ_k对应的时间段内开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压Udc，(1-τ_k)对应的时间段内开关磁阻电机绕组为零电压续流；

D_k＝0，整个载波周期k内开关磁阻电机绕组为零电压续流；

D_k＝-1，占空比τ_k对应的时间段内开关磁阻电机绕组电压为负直流母线电压-Udc，(1-τ_k)对应的时间段内开关磁阻电机绕组为零电压续流；

步骤2，根据前三个载波周期得到的数据，计算得到开关磁阻电机绕组励磁时电流变化斜率A₁和零电压续流时电流变化斜率A₀，具体计算公式如下：

其中，i_k-3为(k-3)载波周期的改进采样电流，i_k-2为(k-2)载波周期的改进采样电流，i_k-1为(k-1)载波周期的改进采样电流；D_k-2为(k-2)载波周期内对应的电机驱动状态，D_k-1为(k-1)载波周期内对应的电机驱动状态；τ_k-2为(k-2)载波周期内PWM通道输出的占空比，τ_k-1为(k-1)载波周期内PWM通道输出的占空比；

步骤3，计算当前k载波周期终点N处的电流i_N；

步骤3.1，将载波周期的终点记为N，当前k载波周期终点N处的电流记为i_N，采样点M到载波周期终点N之间的时间段记为MN时间段t_n，0≤t_n≤50％T_s，T_s为载波周期从起点到终点对应的时间段；

步骤3.2，根据步骤1中记录的当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k确定MN时间段t_n内开关磁阻电机电压状态，其中：

当D_k＝1时，MN时间段t_n内开关磁阻电机绕组电压为直流母线电压Udc时所对应的时间段记为直流母线电压时间段t₊，0≤t₊≤t_n；

当D_k＝-1时，MN时间段t_n内开关磁阻电机绕组电压为负直流母线电压-Udc时所对应的时间段记为负直流母线电压时间段t_-，0≤t_-≤t_n；

步骤3.3，根据步骤1得到的当前k载波周期内采样点M处的采样电流i_M、当前k载波周期内PWM通道输出的占空比τ_k和电机驱动状态D_k，步骤2得到的开关磁阻电机绕组励磁时电流变化斜率A₁和零电压续流时电流变化斜率A₀，步骤3.2得到的直流母线电压时间段t₊和负直流母线电压时间段t_-，计算得到当前k载波周期终点N处的电流i_N，具体计算公式如下：

步骤4，将步骤3得到的当前k载波周期终点N处的电流i_N记为当前k载波周期的改进采样电流i_k，即i_k＝i_N。

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