CN105281422A - 一种自动切换供电开关方法及电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种自动切换供电开关电路，包括第一供电单元、第二供电单元和切换单元；其中，第一供电单元在电路为初始状态下，并为负载供电；切换单元用于当第一供电单元处于第一工作模式时切换单元开启第二供电单元为所述负载供电；当第一供电单元处于第二工作模式时，切换单元开启第一供电单元为所述负载供电，以及关闭第二供电单元停止为负载供电。本发明克服现有技术方案的局限性，设计了稳定可靠的自动切换供电开关。

Description

一种自动切换供电开关方法及电路

技术领域

本发明涉及无间断供电系统供电开关的开发设计领域，具体涉及一种自动切换供电开关方法及电路。

背景技术

系统设计中常常会碰到需要配置后备电池的情况，这时候需要实现双电源切换。当外部电源正常时，使用外部电源；而当外部电源断电的情况下，使用备用电池无间断供电，一旦外部电源正常，可以自动切换回外部电源。为实现在电路损耗尽量小的情况下，具有几乎为零的关断时间，就需要对无间断供电系统的供电开关进行设计。

现有技术主要有两种供电开关设计方案：

方案1：图1为现有技术方案1电路结构示意图，如图1所示，利用二极管的单向导通性，两供电干路分别串联以单向二极管。方案1的设计具有以下优点：

(1)电路简单明了，可以实现无间断供电，且完成了双电源供电时供电次序要求；

(2)利用瞬间抑制二极管(简称TVS二极管)Z1有效实现了对负载端的过压保护，TVS二极管可有效吸收会造成器件损坏的脉冲，并能消除由总线之间开关所引起的干扰，防止负载因瞬间脉冲或浪涌电压所导致的失灵。

然而，方案1的缺点也是显而易见的，具有如下缺点：

(1)二极管的压降VF>1V，当工作电流I＝10A时，此时二极管的功耗大于10W，相对于总功率其功耗太大，对电池的利用率太低；并且二极管发热量大，降低了系统的稳定性；

(2)负载中存在电容电感，在充放电瞬间会产生浪涌电流，巨大的浪涌电流有可能对损坏接插件、导线、二极管和模块的输入电容；

(3)电路没有过流保护，出现过流时容易烧坏器件，电路整体稳定性不好；

(4)反向电流有可能击穿二极管，造成对输入电源的损坏。

方案2：方案1导通时二极管作用在干路，存在功耗大，散热量大等问题，导致其不具有实用性，但二极管可以保证双电源的供电次序，简单可靠。图2为现有技术方案2的电路结构示意图，如图2所示为解决二极管功耗问题，在二极管上并联一个短路开关，上电瞬时干路通过二极管供电，保证了供电次序，但瞬间短路开关通过控制实现导通，短路二极管，这样即实现了供电次序，又解决了二极管的大功耗问题。

由于MOS管具备较大的安全工作区、良好的散热稳定性和非常快的开关速度。其最显著的特性是开关特性好，所以被广泛应用在需要电子开关的电路中，例如开关电源和马达驱动，也有照明调光。MOS管的导通电阻只有几毫欧，假设为10毫欧，在I＝10A时，MOS管功耗为1W<<10W，极大降低了损耗，而且降低了工作温度。

图3为现有技术方案2的一种常用设计的电路结构示意图，如图3所示，为方案2的一种常用设计，在此设计中将MOS管加入到了电路中。PMOS电路工艺简单，价格便宜，PMOS作为开关管，驱动电路简单，包含了方案1的优点，最大好处是解决了方案1中的二极管的功耗问题。然而仍旧存在以下问题：

(1)仍旧没有解决浪涌电流和限流保护问题；

(2)直接用电源驱动PMOS管，不仅没有解决欠过压保护，而且该电路只要有外接电源，无论其是否欠压过压都会有选择外接电源供电情况，在电压欠过压情况下系统不能正常工作；

(3)由于PMOS管的IF很小，对大规模控制电路难以满足要求；而且PMOS的导通电阻相对较大，对功率要求高的系统也难以满足要求。

现有技术方案1、2均未解决对浪涌电流、过流、欠过压的保护，导致其不具有实用性。

发明内容

本发明的目的就是为了克服现有技术的局限性，设计出具有较好实用性的无缝自动切换供电开关。

为实现上述目的，一方面，本发明提供了一种自动切换供电开关电路，包括：第一供电单元、第二供电单元和切换单元；其中，

第一供电单元用于在电路为初始状态下时，为负载供电；当第一供电单元处于第一工作模式时，切换单元开启第二供电单元为负载供电；当第一供电单元处于第二工作模式时，切换单元开启第一供电单元为负载供电，以及关闭第二供电单元停止为负载供电。

在上述电路中，切换单元为三极管；其中，

第一供电单元与三极管的基极相连，第二供电单元与三极管的集电极相连，三极管的发射极接地；当第一供电单元为负载供电时，三极管导通，第二供电单元的第二电源欠压，第二供电单元停止工作；当第一供电单元停止为负载供电时，第二供电单元的第二电源工作正常，第二供电单元为负载供电。

在上述电路中，第一供电单元处于第一工作模式是指第一供电单元处于非工作状态，包括电源故障或人为关闭。

在上述电路中，第一供电单元处于第二工作模式是指第一供电单元处于工作状态。

在上述电路中，第一供电单元包括第一检测电阻、第一MOS管、第一二极管和第一热插拔控制器；其中，第一检测电阻用于与第一MOS管串联，并限制第一MOS管电流的大小；第一MOS管与第一二极管并联，实现开关作用，第一二极管导通瞬间，第一MOS管在第一热插拔控制器内设的电压泵驱动下导通，第一热插拔控制器的输入端接入第一电源。

在上述电路中，第一MOS管包括NMOS管、PMOS管。

在上述电路中，第一供电单元还包括第一功率限制电阻、第一分压电阻和第一定时器电容器；其中，

第一功率限制电阻用于接入第一热插拔控制器的PROG端，通过改变第一功率限制电阻的阻值限制第一MOS管的功率；第一分压电阻用于对第一电源分压，并将分压获得的第一欠压电压输入到第一热插拔控制器的欠压输入端，以及将分压获得的第一过压电压输入到第一热插拔控制器的过压输入端，通过控制第一分压电阻的阻值实现欠过压保护；第一定时器电容器用于接入第一热插拔控制器的定时器输入端，通过控制第一定时器电容器电容设置负载的充电时间。

在上述电路中，第二供电单元包括第二检测电阻、第二MOS管、第二二极管和第二热插拔控制器；其中，

第二检测电阻用于与第二MOS管串联，第二检测电阻用于限制第二MOS管电流的大小；第二MOS管与第二二极管并联，实现开关作用，第二二极管导通瞬间，第二MOS管在第二热插拔控制器内设的电压泵驱动下导通，第二热插拔控制器的输入端接入第二电源。

在上述电路中，第二MOS管包括NMOS管、PMOS管。

在上述电路中，第二供电单元还包括第二功率限制电阻、第二分压电阻和第二定时器电容器；其中，

第二功率限制电阻用于接入第二热插拔控制器的PROG端，通过改变第二功率限制电阻的阻值限制第二MOS管的功率；第二分压电阻用于对第二电源分压，并将分压获得的第二欠压电压输入到第二热插拔控制器的欠压输入端，以及将分压获得的第二欠压电压输入到第二热插拔控制器的过压输入端，通过控制第二分压电阻的阻值实现欠过压保护；第二定时器电容器用于接入第二热插拔控制器的定时器输入端，通过控制第二定时器电容器电容设置负载的充电时间。

在上述电路中，切换单元为三极管；其中，第一欠压电压与三极管的基极相连，第二欠压电压与三极管的集电极相连，三极管的发射极接地。

在上述电路中，第一供电单元处于第一工作模式为第一供电单元不作为电源为负载供电。

在上述电路中，第一供电单元处于第二工作模式为第一供电单元(11)作为电源为负载供电。

为实现上述目的，另一方面，本发明提供了一种自动切换供电开关的方法包括：第一供电单元在所述电路为初始状态下，为负载供电；当所述第一供电单元处于第一工作模式时，切换单元开启第二供电单元为所述负载供电；当所述第一供电单元处于第二工作模式时，所述切换单元开启所述第一供电单元为所述负载供电，以及关闭所述第二供电单元停止为所述负载供电。

本发明提出的自动切换供电开关电路通过采用MOS管加热插拔控制器驱动的设计方案，MOS管优选NMOS管。NMOS管的低功耗、大峰值电流解决了二极管的高功耗、PMOS管的低峰值电流问题；热插拔控制器主要实现了两个功能，供电系统上电瞬间或双电源切换瞬间对浪涌电流的控制和供电过程中对负载电流的故障检测；另外其附加功能包括欠压闭锁和过压闭锁以确保仅当系统输入电压在限定的范围内时给负载供电。与现有技术方案相比，本发明提出了可靠性与稳定性更强的自动切换供电开关电路。

附图说明

图1为现有技术方案1电路结构示意图；

图2为现有技术方案2电路结构示意图；

图3为现有技术方案2的种常用设计的电路结构示意图；

图4为本发明实施例电路结构示意图；

图5为本发明实施例第一供电单元电路结构示意图；

图6为本发明实施例第二供电单元电路结构示意图；

图7为本发明实施例1电路结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明具体实施例作进一步的详细描述。

图4为本发明实施例电路结构示意图，如图4所示，本发明提供的一种自动切换供电开关电路，包括：第一供电单元11、第二供电单元12和切换单元13；其中，

第一供电单元11，用于在电路为初始状态下时，并为负载供电；当第一供电单元11处于第一工作模式时，切换单元13开启第二供电单元12为负载供电；当第一供电单元11处于第二工作模式时，切换单元13开启第一供电单元11为负载供电，以及关闭第二供电单元12停止为负载供电。

在上述电路中，切换单元13为三极管；其中，

第一供电单元11与三极管的基极B相连，第二供电单元12与三极管的集电极C相连，三极管的发射极E接地；当第一供电单元11为负载供电时，三极管导通，第二供电单元12的第二电源BAT欠压，第二供电单元12停止工作；当第一供电单元11停止为负载供电时，第二供电单元12的第二电源BAT工作正常，为所述负载供电。

在上述电路中，第一供电单元11处于第一工作模式是指第一供电单元处于非工作状态，包括电源故障或人为关闭。

在上述电路中，第一供电单元11处于第二工作模式是指第一供电单元处于工作状态。

图5为本发明实施例第一供电单元电路结构示意图，如图5所示，第一供电单元11包括第一检测电阻RS1、第一MOS管M1、第一二极管D1和第一热插拔控制器LM1；其中，

第一检测电阻RS1，用于与第一MOS管M1串联，第一检测电阻RS1用于限制第一MOS管M1电流的大小；第一MOS管M1与第一二极管D1并联，实现开关作用；第一二极管D1导通瞬间，第一MOS管M1在第一热插拔控制器LM1内设的电压泵驱动下导通，第一热插拔控制器LM1的输入端VIN接入第一电源VIN。

如图5所示，第一供电单元11还包括第一功率限制电阻R5、第一分压电阻R1、R2、R3和第一定时器电容器C1；其中，

第一功率限制电阻R5，用于接入第一热插拔控制器LM1的PROG端，通过改变第一功率限制电阻R5的阻值限制第一MOS管M1的功率；第一分压电阻R1、R2、R3，用于对电源VIN分压，并将分压获得的第一欠压电压VINL1输入到第一热插拔控制器LM1的欠压输入端UVLO，以及将分压获得的第一过压电压VINH输入到第一热插拔控制器LM1的过压输入端OVLO，通过控制第一分压电阻R1、R2、R3的阻值实现欠过压保护；第一定时器电容器C1，用于接入第一热插拔控制器LM1的定时器输入端TIMER，通过控制第一定时器电容器C1电容设置负载的充电时间。

在上述电路中，第一MOS管M1包括NMOS管、PMOS管。

图6为本发明实施例第二供电单元电路结构示意图，如图6所示，第二供电单元12包括第二检测电阻RS2、第二MOS管M2、第二二极管D2和第二热插拔控制器LM2；其中，

第二检测电阻RS2，用于与第二MOS管M2串联，第二检测电阻RS2用于限制第二MOS管M2电流的大小；第二MOS管M2与第二二极管D2并联，实现开关作用；第二二极管D2导通瞬间，第二MOS管M2在第二热插拔控制器LM2内设的电压泵驱动下导通，第二热插拔控制器LM2的输入端VIN接入第二电源BAT。

如图6所示，第二供电单元12还包括第二功率限制电阻R10、第二分压电阻R7、R8、R9和第二定时器电容器C6；其中，

第二功率限制电阻R10，用于接入第二热插拔控制器LM2的PROG端，通过改变第二功率限制电阻R10的阻值限制第二MOS管M2的功率；第二分压电阻R7、R8、R9，用于对电源BAT分压，并将分压获得的第二欠压电压VINL2输入到第二热插拔控制器LM2的欠压输入端UVLO，以及将分压获得的第二欠压电压VINH输入到第二热插拔控制器LM2的过压输入端OVLO，通过控制第二分压电阻R7、R8、R9的阻值实现欠过压保护；第二定时器电容器C6，用于接入第二热插拔控制器LM2的定时器输入端TIMER，通过控制第二定时器电容器C6电容设置负载的充电时间。

在上述电路中，第二MOS管M2包括NMOS管、PMOS管。

为了更清楚的呈现本发明的目的、技术方案和优点，下面通过一个具体的实施例1对本发明进行进一步描述。

电子舱供电模块通常具有很大的输入电容，当模块插入背板或者上电时，用于旁路和滤波存储的大电容将呈现瞬间短路并开始充电，这种不受控制的电容充电(或放电)将对新插入板卡上的电容注入较大的浪涌电流。浪涌电流的幅度可能在极短的时间内达到数百安培。巨大的浪涌电流有可能损坏接插件、导线和模块的输入电容，更重要的是浪涌电流会造成背板供电电压的瞬间跌落，使背板上其他设备复位而不能正常工作。

基于此，实施例1以水下航行器电子舱模块的供电系统为例，设计其双电源无缝自动切换供电开关。下面对本实施例的技术方案做进一步的详细描述。

图7为本发明实施例1电路结构示意图，如图7所示，实施例1包括第一供电单元11、第二供电单元12和切换单元13；其中，

在第一供电单元11中：

第一电源VIN由外部电源DC、电容器C3和瞬间抑制二极管Z1并联接地组成，且第一电源VIN与第一热插拔控制器LM1的输入端VIN相连；电容器C4正向输入端与第一热插拔控制器LM1的输入端VIN相连，负向输出端接地；第一检测电阻RS1与第一MOS管M1串联后与第一二极管D1并联，以及与第一热插拔控制器LM1的输入端VIN和输出端OUT相连；第一MOS管M1的栅极与第一热插拔控制器LM1的GATE端连接；电容器C5与瞬间抑制二极管Z2并联，并与第一热插拔控制器LM1的OUT端口相连，并输出供电电压VOUT；

第一功率限制电阻R5接入第一热插拔控制器LM1的PROG端，第一分压电阻R1、R2、R3，用于对第一电源VIN分压，并将分压获得的第一欠压电压VINL1输入到第一热插拔控制器LM1的欠压输入端UVLO，以及将分压获得的第一过压电压VINH1输入到第一热插拔控制器LM1的过压输入端OVLO；第一定时器电容器C1接入第一热插拔控制器LM1的定时器输入端TIMER；第一热插拔控制器LM1的OUT端口与PGD端口通过电阻器R4连接，PGD端口与电阻器R6、电容器C2串联。

在第一供电单元11中，通过控制第一检测电阻RS1的阻值来限制第一MOS管M1的电流，通过控制功率限制电阻R5的阻值来限制第一MOS管M1的功率，通过控制第一定时器电容器C1控制负载的充电时间。

在第二供电单元12中：

第二电源BAT由内部电源Bat、电容器C8和瞬间抑制二极管Z3并联接地组成，且第二电源BAT与第二热插拔控制器LM2的输入端VIN相连；电容器C7正向输入端与第二热插拔控制器LM2的输入端VIN相连，负向输出端接地；第二检测电阻RS2与第二MOS管M2串联后与第二二极管D2并联，以及与第二热插拔控制器LM1的输入端VIN和输出端OUT相连；第二MOS管M1的栅极与第二热插拔控制器LM2的GATE端连接；电容器C6与瞬间抑制二极管Z4并联，并与第二热插拔控制器LM2的OUT端口相连，并输出供电电压VOUT；

第二功率限制电阻R10接入第二热插拔控制器LM2的PROG端，第二分压电阻R7、R8、R9，用于对第二电源BAT分压，并将分压获得的第二欠压电压VINL2输入到第二热插拔控制器LM2的欠压输入端UVLO，以及将分压获得的第二过压电压VINH2输入到第二热插拔控制器LM2的过压输入端OVLO；第二定时器电容器C6接入第二热插拔控制器LM2的定时器输入端TIMER；第二热插拔控制器LM2的OUT端口与PGD端口通过电阻器R11连接，PGD端口与电阻器R12、电容器C10串联。

在切换单元13中，本实施例1采用三极管来实现切换功能，将三极管的基极B接入第一电压VIN，集电极C接入第二欠压电压VINL2，发射极E接地，当第一供电单元11处于第一工作模式时，切换单元13开启第二供电单元12输出VOUT,为负载供电；当第一供电单元11处于第二工作模式时，切换单元13开启第一供电单元11输出VOUT为,负载供电，以及关闭第二供电单元12停止为负载供电。

在第二供电单元12中，通过控制第二检测电阻RS2的阻值来限制第二MOS管M2的电流，通过控制功率限制电阻R10的阻值来限制第二MOS管M2的功率，通过控制第二定时器电容器C6控制负载的充电时间。

在实施例1中第一MOS管M1以及第二MOS管M2选用的是NMOS管，第一热插拔控制器LM1以及第二热插拔控制器LM2选用热插拔控制器LM5069。

利用外接电源供电单元11对应的热插拔控制器LM1的欠压保护端的输入电压控制三极管M3的基极，三极管M3集电极接备用电源供电单元12对应的热插拔控制器LM2的欠压保护端来实现双路开关管不能同时导通，保证供电次序。

具体的对于本实施例1中第一供电单元11所涉及的相关组件参数的设计原理如下：

本实施例中第一热插拔控制器LM1为热插拔控制器LM5069。

1、第一检测电阻RS1的选择：

$R_S=\frac{V_{cl}}{I_{trip}}$

其中，V_cl为热插拔控制器的恒定分压，I_trip为限制电流。

2、第一定时器电容器C1的选择：

选择NMOS管之前必须确定供电开关所供电的系统中的负载电容充电所需的时间。在上电阶段，由于负载电容的浪涌电流效应，第一热插拔控制器LM1通常会达到电流限制，如果TIMER引脚设置的时间不足以允许负载电容完成充电，那么NMOS管将被禁用，系统无法上电。

LM5069的资料知，应用电流限制和功率限制时，导通时间，既负载充电时间计算公式为：

$t_{ON}=\frac{C_L\&times;V_{SYS}^2}{2\&times;P_{FET\left(LIM\right)}}+\frac{C_L\&times;P_{FET\left(LIM\right)}}{2\&times;I_{trip}^2}$

其中，C_L为负载电容,P_FET(LIM)为对NMOS管的限制功率,I_trip为限制电流，V_SYS为供电输入电压。

故障周期必须设定为比开通时间长，否则将无法完成上电。负载电容充电时间为t_ON，故障延迟时间t_FAULT必须大于t_ON，再由公式：

$C_T=\frac{t_{FAULT}\&times;85\mathrm{\&mu;}A}{4V}$

可得此时第一定时器电容器C1的电容C_T。

3、第一MOS管M1及第一功率限制电阻R5的选择

选择合适的NMOS管的第一步为选定V_DS和I_D标准,例如：对于35V系统来说，应为100V以上，以处理可能损坏NMOS管的瞬变；NMOS管的I_D应远大于所需的最大值。在大电流应用中，最重要的指标之一为NMOS管的导通电阻R_DSON，较小的R_DSON能确保NMOS管在正常工作时具有最小功耗，并在满负载条件下产生最少的热量。

本实施例第一MOS管M1拟选用IRF7779L2TRPbF，其工作温度-55～175℃，其在T＝25℃，V_GS＝10V状态下，V_DS＝150V，导通电阻R_DSON＝9mΩ，最大持续漏极电流I_D＝69A>I_trip，脉冲漏极电流I_DM＝270A＞＞I_trip,最大功耗P_D＝125W，R_DQJA＝45℃/W。

在大电流工作状态下，虽然NMOS管导通电阻很小，则功率仍旧很大，如导通电流在20A条件下工作时，NMOS管的功耗为

P_NMOS＝I_MAXDC ²×R_DSON＝(20A)²×9mΩ＝3.6W

由R_DQJA＝45℃/W得:

t_RISE＝P_NMOS×R_QJA＝3.6×45＝162℃

此时假设室温为25℃，则工作温度超过100℃，产生大量的热，影响了系统的稳定性。随着NMOS管温度的升高，额定功率将会减小或降额。此外，在高温下工作时，NMOS管的使用寿命会缩短。

降低这个数值的一种方法是并联使用两个或更多的NMOS管，这样能有效降低R_DSON，从而降低NMOS管的功耗。使用两个NMOS管时，假设电流在器件间均匀匹配(允许一定的容差)，那么每个NMOS管的温度升高最大值为40℃，在室温25℃时，每个NMOS管的最大温度为65℃<<175℃，可以接受。

为进一步提高供电的可靠稳定性，本实施例还对第一MOS管M1的功率加以限制，以免因高负荷烧掉第一MOS管M1，影响供电的连续可靠性，根据LM5069芯片知，LM5069引脚PROG通过第一功率限制电阻R5来编程第一MOS管M1的功率限制阈值，具体公式如下：

$P_{FET}=\frac{R_{PWR}}{I_{trip}}$

其中，R_PWR为第一功率限制电阻R5的阻值，P_FET为NMOS的功率限制阈值，I_trip为限制电流。

4、欠过压保护的设置

假定实际系统要求过压输入为U_UVH，欠压输入为U_UVL，则根据所选热插拔控制器LM5069资料可得对应的电阻值为，

$R_1=\frac{U_{UVH}-U_{UVL}}{21\mathrm{\&mu;}A}$

$R_3=\frac{2.5V\&times;R_1\&times;U_{UVL}}{U_{UVH}(U_{UVL}-2.5V)}$

$R_2=\frac{7.5V\&times;R_1}{U_{UVL}-2.5V}-R_3$

由于第二供电单元12所涉及的相关组件参数的设计原理与第一供电单元11涉及的相关组件参数的设计原理相同，在此处不予赘述。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种自动切换供电开关电路，其特征在于，包括：第一供电单元(11)、第二供电单元(12)和切换单元(13)；其中，

所述第一供电单元(11)，用于在所述电路为初始状态下，为负载供电；

所述切换单元(13)，用于实现所述第一供电单元(11)与所述第二供电单元(12)的切换：

当所述第一供电单元(11)处于第一工作模式时，所述切换单元(13)开启所述第二供电单元(12)为所述负载供电；当所述第一供电单元(11)处于第二工作模式时，所述切换单元(13)开启所述第一供电单元(11)为所述负载供电，以及关闭所述第二供电单元(12)停止为所述负载供电；

所述第二供电单元(12)，用于当所述第一供电单元(11)处于第一工作模式时，所述切换单元(13)开启所述第二供电单元(12)为所述负载供电。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一供电单元(11)包括第一检测电阻(RS1)、第一MOS管(M1)、第一二极管(D1)和第一热插拔控制器(LM1)；其中，

所述第一检测电阻(RS1)与所述第一MOS管(M1)串联，所述第一检测电阻(RS1)用于限制所述第一MOS管(M1)电流的大小；所述第一MOS管(M1)与所述第一二极管(D1)并联，实现开关作用；所述第一二极管(D1)导通瞬间，所述第一MOS管(M1)在所述第一热插拔控制器(LM1)内设的电压泵驱动下导通，所述第一热插拔控制器(LM1)的输入端(VIN)接入第一电源(VIN)。

3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述第一MOS管(M1)包括NMOS管、PMOS管。

4.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述第一供电单元(11)还包括第一功率限制电阻(R5)、第一分压电阻(R1、R2、R3)和第一定时器电容器(C1)；其中，

所述第一功率限制电阻(R5)，用于接入所述第一热插拔控制器(LM1)的PROG端，通过改变所述第一功率限制电阻(R5)的阻值限制所述第一MOS管(M1)的功率；

所述第一分压电阻(R1、R2、R3)，用于对所述第一电源(VIN)分压，并将所述分压获得的第一欠压电压(VINL1)输入到所述第一热插拔控制器(LM1)的欠压输入端(UVLO)，以及将所述分压获得的第一过压电压(VINH)输入到所述第一热插拔控制器(LM1)的过压输入端(OVLO)，通过控制所述第一分压电阻(R1、R2、R3)的阻值实现欠过压保护；

所述第一定时器电容器(C1)，用于接入所述第一热插拔控制器(LM1)的定时器输入端(TIMER)，通过控制所述第一定时器电容器(C1)电容设置所述负载的充电时间。

5.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第二供电单元(12)包括第二检测电阻(RS2)、第二MOS管(M2)、第二二极管(D2)和第二热插拔控制器(LM2)；其中，

所述第二检测电阻(RS2)，用于与所述第二MOS管(M2)串联，所述第二检测电阻(RS2)用于限制所述第二MOS管(M2)电流的大小；所述第二MOS管(M2)与所述第二二极管(D2)并联，实现开关作用；所述第二二极管(D2)导通瞬间，所述第二MOS管(M2)在所述第二热插拔控制器(LM2)内设的电压泵驱动下导通，所述第二热插拔控制器(LM2)的输入端(VIN)接入第二电源(BAT)。

6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述第二MOS管(M2)包括NMOS管、PMOS管。

7.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述第二供电单元(12)还包括第二功率限制电阻(R10)、第二分压电阻(R7、R8、R9)和第二定时器电容器(C6)；其中，

所述第二功率限制电阻(R10)，用于接入所述第二热插拔控制器(LM2)的PROG端，通过改变所述第二功率限制电阻(R10)的阻值限制所述第二MOS管(M2)的功率；

所述第二分压电阻(R7、R8、R9)，用于对所述第二电源(BAT)分压，并将所述分压获得的第二欠压电压(VINL2)输入到所述第二热插拔控制器(LM2)的欠压输入端(UVLO)，以及将所述分压获得的第二欠压电压(VINH)输入到所述第二热插拔控制器(LM2)的过压输入端(OVLO)，通过控制所述第二分压电阻(R7、R8、R9)的阻值实现欠过压保护；

所述第二定时器电容器(C6)，用于接入所述第二热插拔控制器(LM2)的定时器输入端(TIMER)，通过控制所述第二定时器电容器(C6)电容设置所述负载的充电时间。

8.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述切换单元(13)为三极管；其中，

所述第一供电单元(11)与所述三极管的基极(B)相连，所述第二供电单元(12)与所述三极管的集电极(C)相连，所述三极管的发射极(E)接地；

当所述第一供电单元(11)为所述负载供电时，所述三极管导通，所述第二供电单元(12)的第二电源(BAT)欠压，所述第二供电单元(12)停止工作；当所述第一供电单元(11)停止为所述负载供电时，所述第二供电单元(12)的第二电源(BAT)工作正常，所述第二供电单元(12)为所述负载供电。

9.一种自动切换供电开关的方法，其特征在于，所述方法包括：

第一供电单元在所述电路为初始状态下，为负载供电；

当所述第一供电单元处于第一工作模式时，切换单元开启第二供电单元为所述负载供电；当所述第一供电单元处于第二工作模式时，所述切换单元开启所述第一供电单元为所述负载供电，以及关闭所述第二供电单元停止为所述负载供电。