CN105186718A - 复合谐振式ecpt系统及其参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种复合谐振式ECPT系统及其参数设计方法，实现了系统的输出特性和耦合机构激励电压基本不受负载变化的影响，以系统需要恒流输出特性的应用场合为例，构建了发射系统采用Π型CLC谐振网络，拾取系统采用T型CLC网络的恒流型ECPT系统，通过分析T型和Π型CLC两种谐振网络的不同工作模态下的电压和电流增益、零相角工作频率，给出了两种网络的输出电气特性与负载无关的条件。并针对发射端谐振网络引起的逆变器环流问题设计了谐波抑制电路，有效降低了逆变电流的三次五次谐波。以满足需求的电压和电流倍升能力为前提，基于谐振网络的特性之上给出了系统主要参数的设计方法，而且仿真验证了该系统和方法的有效性。

Description

复合谐振式ECPT系统及其参数设计方法

技术领域

本发明涉及无线电能传输技术，尤其涉及一种复合谐振式ECPT系统及其参数设计方法。

背景技术

无线电能传输技术(WirelessPowerTransfer，WPT)实现了电源到负载的无线供电，摆脱了直接电接触对设备的束缚。电场耦合无线电能传输(Electric-fieldCoupledPowerTransfer，ECPT)技术以其轻便、低辐射、耦合机构多样等优点成为无线电能传输领域新的研究热点。国内外专家学者围绕移动机器人，生物医学植入设备，3D绝缘硅超大规模集成电路，无线充电器及电动汽车等诸多应用领域展开研究。

但现有的ECPT系统设计大多关注单一负载的电能无线传输，关于多个负载同时工作的ECPT系统还未见相关文献报道。对于有多个负载工作的系统，其中任意一个或多个负载可能会随机变化，特别是负载的投入或切除，都将会影响系统中正在工作的负载的输出电压或电流从而造成输出的不稳定，并且会引起耦合机构的激励电压不稳定从而影响系统的传输性能。

发明内容

为了使得系统的输出电压或电流以及耦合机构激励电压不会随着负载的变化而变化，即要求系统具有负载无关性，本发明提出了一种复合谐振式ECPT系统，以系统需要恒流输出特性的应用场合为例，构建了以Π型CLC为原边谐振网络、T型CLC为副边谐振网络的适用于动态多负载的复合谐振式ECPT系统，消除了多个负载投切过程中的相互影响，具体的技术方案如下：

一种复合谐振式ECPT系统，由一个发射系统和多个拾取系统构成，所述发射系统包括整流调压电路、高频逆变电路、原边谐振网络、原边补偿电路和发射电极，所述拾取系统包括拾取电极、副边谐振网络、整流滤波电路以及用电负载，所述发射电极采用阵列式发射电极，所述拾取电极采用两块独立的电极板构成，拾取电极与发射电极之间通过电场耦合实现无线电能传输，其关键在于：所述原边谐振网络是由电容C_π1、电容C_π2以及电感L_π构成的Π型CLC网络，所述副边谐振网络是由电容C_t1、电容C_t2以及电感L_t构成的T型CLC网络；

所述Π型CLC网络中 表示电感L_π的感抗，表示电容C_t1的容抗，网络的归一化角频率为1，电容C_π1与电容C_π2的容值比为1；

所述T型CLC网络中 表示电感L_π的感抗，分别表示电容C_t1与电容C_t2的容抗，网络的归一化角频率λ_t为电容C_t1与电容C_t2的容值比。

针对高频逆变电路输出电流的谐波引起的环流问题，在所述高频逆变电路和原边谐振网络之间设置有谐波抑制电路，所述谐波抑制电路由电感L_f，电容C_f以及电感L_y构成，其中电感L_f与电容C_f并联形成带通滤波器连接在高频逆变电路的两个输出端之间，电感L_y串接在电容C_f与电容C_π1的一端之间。

为了保证电压和电流的倍升能力，本发明还提出了一种复合谐振式ECPT系统的参数设计方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1：选定激励电压V_π2以及工作频率f；

步骤2：设定每个拾取系统的用电负载的额定阻值R_i以及额定电流需求I_{out_i}；

步骤3：根据T型CLC网络在状态下的特性计算每个拾取系统副边谐振网络的元件参数，包括电容C_t1、电容C_t2以及电感L_t；

步骤4：根据所有拾取系统同时工作时Π型CLC网络的品质因素计算电容C_π2的容值；

步骤5：判断只有一个拾取系统工作时Π型CLC网络的品质因素Q_π-l是否使得电容C_π1的电压不低于δ谐波的电压值，如果是，则进入步骤6，否则返回步骤2调整拾取系统的用电负载R以及电流需求I_out；

步骤6：根据Π型CLC网络在状态下的特性计算原边谐振网络的元件参数，包括电容C_π1以及电感L_π；

步骤7：计算原边谐振网络的电流输入I_in和所需的直流输入I_dc；

步骤8：判断谐波抑制条件是否满足，如果满足，则验证元件参数，电路设计结束；否则返回步骤2，调整拾取系统的用电负载R_i以及电流需求I_{out_i}。

进一步地，步骤3中，T型CLC网络在状态下，输出 $I_{out}=\sqrt{2}{\mathrm{j\ω}}_0{C}_{t1}{V}_{in}/2,$ 网络增益 ${\mathrm{\α}}_T=\sqrt{2}{Q}_T,$ 其中 ${\mathrm{\ω}}_0=\sqrt{1/\left(C_{t1}{L}_t\right)};$ Q_T为T型CLC网络的品质因数且Q_T＝1/(ω₀C_t2R_i)。

本发明的显著效果是：

本发明提出了一种发射端采用Π型CLC谐振网络，拾取侧采用T型CLC谐振网络的复合谐振式ECPT系统，以及该系统主要的参数设计方法，系统运行中，当某个负载发生随机变化时，不会影响到该负载以及其他负载的输出电流和耦合机构激励电压；针对逆变器引起的环流问题，设计了相应的谐波抑制电路，有效地降低了三次五次谐波幅值。

附图说明

图1是复合谐振式ECPT系统的电路原理框图；

图2是本发明的电路拓扑结构图；

图3是T型CLC谐振网络的电路原理图；

图4是Π型CLC谐振网络的电路原理图；

图5是谐波抑制电路的电路原理图；

图6是系统的伯德图；

图7是系统主要参数的设计流程图；

图8是三负载运行的仿真波形；

图9是单负载运行的仿真波形；

图10是Π型CLC谐振网络运行时的实验波形；

图11是T型CLC谐振网络运行时的实验波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式以及工作原理作进一步详细说明。

如图1所示为一种适用于动态多负载的复合谐振式ECPT系统的原理框图，发射系统由整流调压电路、高频逆变电路、原边谐振网络、补偿电路和阵列发射电极P组成，拾取系统由拾取电极S₁和S₂、副边谐振网络、整流滤波电路和用电负载组成，拾取系统可以有多个，数量取决于发射电极P的面积。工频电通过整流调压电路后，由高频逆变电路形成交变电压，再经由谐振网络和补偿电路后激励发射电极P产生高频电场，发射电极P由多个子电极组成以提升拾取系统的灵活性。当有多个拾取系统放置在电极P上时，仅给与拾取电极相耦合的子电极供电。从图中可以看出，交变电场在拾取电极S₁和S₂上感应出电势差，再经由整流滤波环节之后供电给负载。为了提升传输功率，原边谐振网络将逆变电路的输出电压抬升至更高等级的激励电压；为了减小流经补偿电路的电流以降低损耗，副边谐振网络作用是提升输出电流，P₁和S₁(P₂和S₂)组成一对集总电容，由于容值较小因而需要补偿电路以减弱高容抗对能量传输的阻碍。

图2为适用于需要恒定电流输出特性应用场合的复合谐振式ECPT系统，工频市电通过整流调压电路和电流型逆变电路，在控制器的调节下为后级电路提供恒幅恒频的方波电流。

从图2可以看出，原边谐振网络是由电容C_π1、电容C_π2以及电感L_π构成的Π型CLC网络，副边谐振网络是由电容C_t1、电容C_t2以及电感L_t构成的T型CLC网络，图中C_{t1_1}、C_{t1_2}和L_t1组成第1个拾取系统的T型CLC网络，C_{tj_1}、C_{tj_2}和L_tj组成第j个拾取系统的T型CLC网络，为了简化逆变器驱动电路的设计，系统采用定频控制。当某一个拾取系统投切时，总的等效耦合电容将发生改变，此时需调节可变调谐电感L_r与总等效耦合电容处于谐振状态，有关子电极的定位切换控制与调谐电感的调节的具体方法可参见文献：ChaoL,HuAP,WangB,etal.ACapacitivelyCoupledContactlessMatrixChargingPlatformWithSoftSwitchedTransformerControl[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,2013,60(1):249-260.

图2中右边虚框所示为用于拾取系统的T型CLC谐振网络。以拾取系统1为例，拾取电压用V_in表示，则拾取系统可表示为图3，其中C_t1、C_t2、L_t，分别对应于C_{t1_1}、C_{t1_2}、L_t1，根据支路之间的阻抗关系，谐振网络可分为三种工作模态：

其中分别表示电感L_t、电容C_t1、C_t2的电抗。

T型CLC谐振网络在拓扑上关于电感L_t对称，在电气特性上模态一和模态三具有对称性，因此以下仅分析模态一和模态二两种情况。

模态一： $\left|Z_{L_t}\right|=\left|Z_{C_{t1}}\right|$

在这种模态下网络的输入阻抗为：

$Z_{in}=\frac{1-{\mathrm{\ω}}_n^2-{\mathrm{\ω}}_n^2/{\mathrm{\λ}}_t+{\mathrm{j\ω}}_n/Q_T(1-{\mathrm{\ω}}_n^2)}{{\mathrm{j\ω}}_n{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}(1-{\mathrm{\ω}}_n^2/{\mathrm{\λ}}_t+{\mathrm{j\ω}}_n/Q_T)}---\left(1\right)$

式中：ω₀为谐振角频率，ω_n为归一化角频率，ω_n＝ω/ω₀，ω＝2πf；Q_T为品质因数，Q_T＝1/(ω₀C_t2R₁)；λ_t为电容C_t1与电容C_t2的容值比。

谐振网络的输出电流，即电容C_t2的电流为：

$I_{C_{t2}}=\frac{-{\mathrm{j\ω}}_0{C}_{t2}{\mathrm{\ω}}_n^3}{1-{\mathrm{\ω}}_n^2-{\mathrm{\ω}}_n^2/{\mathrm{\λ}}_t+{\mathrm{j\ω}}_n/Q_T(1-{\mathrm{\ω}}_n^2)}---\left(2\right)$

谐振网络的电流增益α_T，即电容C_t1与电容C_t2的电流之比为：

${\mathrm{\α}}_T=\left|\frac{I_{C_{t2}}}{I_{C_{t1}}}\right|=\left|\frac{-{\mathrm{\ω}}_n^2/{\mathrm{\λ}}_t}{1-{\mathrm{\ω}}_n^2/{\mathrm{\λ}}_t+{\mathrm{j\ω}}_n/Q_T}\right|---\left(3\right)$

在T型CLC谐振网络的归一化频率ω_n和电容比λ_t的不同配置情况下，谐振网络会呈现出不同的性质。

①恒流特性

当ω_n＝1时，即在谐振网络谐振频率下，结合(1)(2)(3)可得：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{C_{t2}}={\mathrm{j\λ}}_t{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t2}{V}_{in}\\ {\mathrm{\α}}_T=\left|\frac{Q_T}{Q_T({\mathrm{\λ}}_t-1)+{\mathrm{j\λ}}_t}\right|\\ Z_{in}=\frac{Q_T}{{\mathrm{\λ}}_t{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}+{\mathrm{j\ω}}_0{C}_{t1}{Q}_T(1-{\mathrm{\λ}}_t)}\end{array}\right.---\left(4\right)$

且当λ_t＝1时，

$I_{C_{t2}}=\frac{V_{in}}{Z_{C_{t2}}},{\mathrm{\α}}_T=Q_T,Z_{in}=\frac{Q_T}{{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}}---\left(5\right)$

其中为C_t2的阻抗。由(4)可以看出，在T型CLC网络处于谐振状态下，谐振网络的输出电流具有负载无关性；由(5)可见，当电容比为1时，输出电流有Q_T倍的泵升效果，网络运行在零相角ZPA(zerophaseangle)输入状态，系统的功率因数较高，无功环流引起的损耗较低。

②恒压特性

当时，通过式(1)(2)可得

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{out}=-{\mathrm{\λ}}_t{V}_{in}\\ Z_{in}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}({\mathrm{\λ}}_t{Q}_T+j\sqrt{{\mathrm{\λ}}_t(1+{\mathrm{\λ}}_t)})}\end{array}\right.---\left(6\right)$

由(6)可以看出，在此频率条件下，谐振网络的输出电压具有负载无关性，与输入电压相比有λ_t(λ_t＞1)倍的升压效果，然而系统不能运行在ZPA状态，为了降低网络中的无功功率需要增加额外的无功补偿电路，这将会增加系统的成本。

模态二： $\left|Z_{L_t}\right|=\left|Z_{C_{t1}}\right|+\left|Z_{C_{t2}}\right|$

在该支路阻抗条件下，采用相似的分析方法可推导出该模态下谐振网络的输出电流和电压具有负载无关性的条件。

①恒流特性

当时，结合(1)(2)(3)可得到(7)，可见谐振网络的输出电流与负载R₁无关。

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{C_{t2}}={\mathrm{j\ω}}_n{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}{V}_{in}\\ {\mathrm{\α}}_T=\frac{Q_T\sqrt{1+{\mathrm{\λ}}_t}}{Q_T\sqrt{1+{\mathrm{\λ}}_t}({\mathrm{\λ}}_t-1)-{\mathrm{j\λ}}_t}\\ Z_{in}=\frac{Q_T(1+{\mathrm{\λ}}_t)}{{\mathrm{\λ}}_t{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}-{\mathrm{j\ω}}_0{C}_{t1}{Q}_T\sqrt{1+{\mathrm{\λ}}_t}({\mathrm{\λ}}_t-1)}\end{array}\right.---\left(7\right)$

且在λ_t＝1时，由(8)可知谐振网络处于ZPA运行状态。

$I_{out}=\frac{\sqrt{2}{\mathrm{j\ω}}_0{C}_{t1}{V}_{in}}{2},{\mathrm{\α}}_T=\sqrt{2}{Q}_T,Z_{in}=\frac{2Q_T}{{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}}---\left(8\right)$

比较(5)(8)发现T型CLC谐振网络的两种模态的输出电流均具有负载无关性，但模态二的电流泵升能力高于模态一，且输入阻抗是模态一的两倍。因此在耦合输入电流相同的条件下，处于模态二的T型CLC谐振网络具有更大的输出功率。

②恒压特性

在条件下，

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{out}=\frac{-V_{in}(1+{\mathrm{\λ}}_t)}{2}\\ Z_{in}=\frac{2}{{\mathrm{\ω}}_0{C}_{t1}\[Q_T(1+{\mathrm{\λ}}_t^2)+j\sqrt{{\mathrm{\λ}}_t(2+{\mathrm{\λ}}_t+{\mathrm{\λ}}_t^2)}\]}\end{array}\right.---\left(9\right)$

可见在此频率条件下，谐振网络的输出电压V_out与负载R₁无关，即输出电压具有负载无关性，但与模态一的恒压特性相似，不能工作在ZPA状态，谐振网络中有无功环流。

对于需要恒定电流输出的动态多负载ECPT系统，为了在相同耦合电流条件下，提升系统的输出功率，拾取侧需要电流泵升能力较大的谐振网络，且输出电流I_out不随负载R₁的变化而变化。由上述分析可知，工作在模态二的恒流型T型CLC谐振网络能符合此类多负载ECPT系统的要求，能够实现负载变化时输出特性不随之而改变。

谐振网络对频率和参数的鲁棒性是保证其稳定工作的重要条件。当归一化频率ω_n和电容比λ_t在±20％范围内变化时，考察模态一和模态二输出电流增益α_T，通过分析可以看出ω_n和λ_t在谐振点附近的变化不会造成电流增益的急剧变化。因此T型CLC谐振网络的电流增益α_T对谐振频率和电容比的变化不敏感。

表1两种谐振网络特性

图2中左边虚框所示为用于发射系统的Π型CLC谐振网络。根据叠加原理，可仅考虑逆变器输出电流的基频分量，并用i_ac来表示，而高次谐波的作用在下一节分析；在谐振状态下，补偿电路L_r和拾取侧所有的耦合电容的电抗相互抵消，而拾取侧的输入阻抗为纯阻性，则Π型CLC谐振网络的后级电路可等效为纯阻性负载R_π，因此图2中的发射端可简化为图4，与T型CLC谐振网络类似同样存在三种工作模态，采用相同的分析方法，可获得各个模态下的恒压/恒流特性并与之前的分析结果一并列于表1。对于Π型CLC谐振网络而言，表中Q_π＝ω₀C_π2R_π， $M_{v\_\mathrm{\π}}=V_{C_{\mathrm{\π}2}}/V_{C_{\mathrm{\π}1}},$ λ_π＝C_π1/C_π2， ${\mathrm{\ω}}_0=1/\sqrt{C_{\mathrm{\π}1}{L}_{\mathrm{\π}}}.$ 通过分析表明，Π型CLC谐振网络的电流增益α_π对频率和电容比同样具有较好的鲁棒性。

为了提高耦合机构单位面积下的传输功率，激励电压和频率要尽可能高。因此高频逆变器一般以MOSFET管作为开关器件，但由MOSFET的特性可知，其最好工作在低压大电流的状态。为了解决耦合机构的高压激励需求与高频电能变换环节开关管的低压需求之间相互制约的矛盾，发射端谐振网络应优选电压倍升能力强的谐振网络。对照表1可知发射端应选择模态一的恒压型Π型CLC谐振网络，且网络的输出电压，即耦合机构的激励电压不会随着负载的投切而变化。

以Π型CLC为原边谐振网络和T型CLC为副边谐振网络所组成的复合谐振式ECPT系统，不仅实现了耦合机构的激励电压不会受到负载变化或者投切的影响，而且系统中每个负载所获得的电流也具有负载无关性，所以能够适用于动态多负载应用场合。

电流型逆变器的输出为方波电流，由于实际电路中的分布电容和分立器件寄生电感的存在，其中的奇次谐波与基波的相位不一致。在逆变器换相时刻，高次谐波作用在电容C_π1的充放电压不为零，因此逆变器中将出现较大的环流尖峰，增加了开关器件的损耗和应力。由于电容C_π2的后级电路的总阻抗是C_π2阻抗的数倍，因此高次谐波下C_π2的后级电路可以忽略，即谐波作用下的系统等效电路仅由Π型CLC谐振网络组成如图5，这个等效从系统的输入阻抗幅相特性曲线可得到验证。为了解决谐波引起的逆变器环流问题，在图2中的逆变器之后增加一个谐波抑制环节，图5中的虚框为谐波抑制环节的结构，由L_f,C_f构成的带通滤波器能抑制基频以上的高次谐波衰减20dB以上，而电感L_y能缓冲换相时刻的环流尖峰，通常取值在(1uH,4uH)之间。由图5可得高次谐波下的系统传递函数为：

$\begin{array}{c}G\left(s\right)=\frac{I_{in}\left(s\right)}{I_{ac}\left(s\right)}{|}_{s=j(2k+1)\mathrm{\ω}}\\ =\frac{L_{f}s}{L_{f}s+(L_{y}s+Z_{\mathrm{\π}})(1+C_f{L}_f{s}^2)}\end{array}---\left(10\right)$

其中：

$Z_{\mathrm{\π}}{|}_{s=j(2k+1)\mathrm{\ω}}=\frac{1}{C_{\mathrm{\π}1}s+\frac{1}{L_{\mathrm{\π}}s+\frac{1}{C_{\mathrm{\π}2}s}}},k=1,2...$

为了使得高次谐波的幅值衰减20dB，谐波抑制环节的电路参数需满足条件：

${\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{\π}1}\[9L_f+L_y(n^2-1)\]\≤(1-\frac{1}{n^2})(1+\frac{1}{n^2-2})---\left(11\right)$

其中n＝2k+1为奇次谐波的阶数，高次谐波的能量主要存在于三次和五次谐波，因此当谐波抑制环节的参数满足(12)，Π型CLC网络的输入电流I_in近似为基频输入，环流尖峰问题基本能够得到解决。

${\mathrm{\ω}}_0^2{C}_{\mathrm{\π}1}(9L_f+24L_y)\≤576/575---\left(12\right)$

图6为系统的伯德图，从图中可以看出大部分谐波得到了有效抑制，然而15次谐波(δ谐波)却可无衰减通过抑制电路。δ谐波是限制系统Π型CLC谐振网络电压倍升能力的主要因素，其中δ表示δ谐波的衰减分贝：

$\mathrm{\δ}=20\lg \left|\frac{I_{in\_\mathrm{\δ}}}{I_{ac\_\mathrm{\δ}}}\right|---\left(13\right)$

如图7所示，结合上述系统，本发明还提出一种复合谐振式ECPT系统的参数设计方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1：选定激励电压V_π2以及工作频率f，V_π2即Π型CLC谐振网络的C_π2的电压，这两个参数通常根据实际工程经验来确定；

步骤2：设定每个拾取系统的用电负载的额定阻值R_i以及额定电流需求I_{out_i}；

步骤3：根据T型CLC网络在状态下的特性计算每个拾取系统副边谐振网络的元件参数，包括电容C_t1、电容C_t2以及电感L_t，具体可以参照表1，需要指出的是在实际中L_t的高频损耗限定了其感值的上限，这决定了T型CLC谐振网络的电流泵升能力具有上限值，即： $Q_{T\_j}\≤\frac{{\mathrm{\ω}}_0{L}_{\max \_j}}{\sqrt{2}{R}_j};$

步骤4：根据所有拾取系统同时工作时Π型CLC网络的品质因素计算电容C_π2的容值，即在所有拾取端同时工作的重载情况下，为了确保Π型CLC谐振网络仍有电压倍升效果，需满足：

$Q_{\mathrm{\π}-h}={\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{\π}2}{Z}_h=\frac{{\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{\π}2}}{\mathrm{\Σ}1/Z_{T\_j}}\≥\frac{V_{\mathrm{\π}2}}{V_{max}}---\left(14\right)$

其中Z_h、Q_π-h分别表示所有拾取侧同时运行的等效总阻抗和发射端Π-CLC网络的品质因数，V_max为逆变器开关管的最大漏源电压；

步骤5：判断只有一个拾取系统工作时Π型CLC网络的品质因素Q_π-l是否使得电容C_π1的电压不低于δ谐波的电压值，如果是，则进入步骤6，否则返回步骤2调整拾取系统的用电负载R以及电流需求I_out；

至于仅有一个拾取侧工作的轻载情况，若Π型CLC谐振网络的电压增益Q_π-l过高，网络的基波电压相对于δ谐波过小，那么Π型CLC谐振网络的输出电压将不能稳定在设定值。这说明了Π型CLC谐振网络的电压倍升能力具有上限值。为了避免δ谐波起到主导作用，输入电压幅值不能低于δ谐波，即可推导出：

Q_π-l≤n10^20/δ其中Q_π-l为轻载下Π型CLC谐振网络的品质因数，至此可知Π网络的品质因数Q_π的范围为(V_π2/V_max，n10^20/δ)。

步骤6：根据Π型CLC网络在状态下的特性计算原边谐振网络的元件参数，包括电容C_π1以及电感L_π；

步骤7：计算原边谐振网络的电流输入I_in和所需的直流输入I_dc；

步骤8：判断谐波抑制条件是否满足，如果满足，则验证元件参数，电路设计结束；否则返回步骤2，调整拾取系统的用电负载R_i以及电流需求I_{out_i}。

在系统设计的过程中，若Q_π-l和谐波抑制条件(12)未能满足，则需要重新设定激励电压和工作频率直至达到要求。

在运行的过程中，需要实时检测C_π1的端电压，如图2。当则说明拾取端全部移出，系统处于空载状态，而则表明发射电极被短接，如金属短接。V_min和V′_max需由具体的工程要求来确定。通过检测C_π1的端电压，当系统空载时减小输入电压，当系统被短接时切断输入。

为了进一步理解本发明的技术效果，接下来通过仿真实验对上述系统及其方法做进一步描述。

根据以上分析并按照图2的拓扑结构，以系统具有三个负载工作为例，基于Matlab平台构建仿真模型，相关电路参数如表2，可获得每个负载逐次切除的仿真结果如图8。在(0～t₁)时段内三个负载同时工作，进入稳态后三个拾取端的输入电流有效值依次为78mA，185.6mA，355mA，对应的T型CLC谐振网络电流泵升系数为25.5，13.4，8.4，这与理论计算结果相吻合。在这个时段电压的总谐波失真参数THD＝1.35％；在时刻t₁，t₂，t₃依次切除负载1，负载2，负载3。在t₁时刻负载2的电流，以及t₁和t₂时刻负载3的电流分别在±8％和±30％范围内波动，经过10个周期左右之后才分别恢复到设定值2.5A和3A。这是因为负载的切除后Π型CLC谐振网络的输出电压需要经过几个周期才能恢复到原值。但从整个过程来看，某一负载的切除不会影响到其他负载的工作状态，拾取侧的输出电流具有负载无关性；激励电压则基本维持在设定值500V不变，即耦合机构的激励电压同样具有负载无关性。(t₁～t₂)和(t₂～t₃)两个时段的THD分别为2.1％、2.3％。

在t₃时刻，所有的负载切除即系统空载。电压将远超设定值500V，Π型CLC谐振网络的输入主要是高次谐波起作用，对应的THD>50％。此时应该降低输入电压使得系统工作在低功耗状态。只有R₃工作的轻载情况如图9所示，达到稳态后分别在t₁和t₂时刻，由20Ω减小为15Ω后增至25Ω。可见除了在切换时刻，输出电流在±8％范围内波动，负载的输出电流基本保持在3A，系统的输出具有负载无关性。Π型CLC谐振网络输出电压维持在500V，且每个运行阶段的THD均不高于10％。

根据表2中的参数并按照图2中的拓扑结构来搭建实验系统。图10和图11为仅有R₃运行的轻载情况的实验波形。由图10可见，发射端Π型CLC谐振网络的输出电压是输入电压的5倍左右，经过谐波抑制环节后的注入电流I_in基本没有畸变；而拾取端T型CLC谐振网络的输出电流I_Ct2约为输入电流I_Ct1的20倍，如图11。两种谐振网络的电压和电流倍升效果与理论分析基本一致。

在不同时段内负载的输出电流、耦合机构激励电压以及系统效率如表3，其中时段3,4,5分别对应负载3为20Ω、15Ω、25Ω的三种情况。由时段1,2,3可以看到，某个负载的切除会略微增加其他负载的输出电流，且系统的效率会相应提高，这是因为重载情况下逆变输出电流较大，逆变器中开关损耗、Π-CLC和T-CLC网络中的磁芯损耗要高于轻载情况，但总体而言这种负载之间的影响基本可以忽略；从时段3,4,5可见负载在一定范围内的变化不会影响自身的输出电流和耦合机构激励电压。综上可见，采用所提出的参数设计方法所构建的复合谐振式ECPT系统的输出电流和耦合机构激励电压均具有负载无关性。

表2仿真与实验参数

表3实验系统的负载输出电流和系统效率

综上所述，本发明提出的一种发射端采用Π型CLC谐振网络，拾取侧采用T型CLC谐振网络的复合谐振式ECPT系统，通过分析两种谐振网络的不同工作模态下的电压和电流增益、零相角工作频率，从而得出了两种网络的输出电气特性与负载无关的条件。以需要恒流输出特性的应用场合为例，给出了系统主要的参数设计方法。在系统运行中，当某个负载的发生随机变化时，不会影响到该负载以及其他负载的输出电流和耦合机构激励电压；针对逆变器引起的环流问题，设计了相应的谐波抑制电路，有效地降低了三次五次谐波幅值。对于需要恒定电压输出的应用场合，采用相似的分析方法，也可构建出基于Π-CLC和T-CLC的不同组合形式的复合谐振拓扑。

Claims (4)

1.一种复合谐振式ECPT系统，由一个发射系统和多个拾取系统构成，所述发射系统包括整流调压电路、高频逆变电路、原边谐振网络、原边补偿电路和发射电极，所述拾取系统包括拾取电极、副边谐振网络、整流滤波电路以及用电负载，所述发射电极采用阵列式发射电极，所述拾取电极采用两块独立的电极板构成，拾取电极与发射电极之间通过电场耦合实现无线电能传输，其特征在于：所述原边谐振网络是由电容C_π1、电容C_π2以及电感L_π构成的Π型CLC网络，所述副边谐振网络是由电容C_t1、电容C_t2以及电感L_t构成的T型CLC网络；

所述Π型CLC网络中 表示电感L_π的感抗，表示电容C_t1的容抗，网络的归一化角频率为1，电容C_π1与电容C_π2的容值比为1；

所述T型CLC网络中 表示电感L_π的感抗，分别表示电容C_t1与电容C_t2的容抗，网络的归一化角频率λ_t为电容C_t1与电容C_t2的容值比。

2.根据权利要求1所述的复合谐振式ECPT系统，其特征在于：在所述高频逆变电路和原边谐振网络之间设置有谐波抑制电路，所述谐波抑制电路由电感L_f，电容C_f以及电感L_y构成，其中电感L_f与电容C_f并联形成带通滤波器连接在高频逆变电路的两个输出端之间，电感L_y串接在电容C_f与电容C_π1的一端之间。

3.如权利要求2所述的复合谐振式ECPT系统的参数设计方法，其特征在于按照以下步骤进行：

步骤1：选定激励电压V_π2以及工作频率f；

步骤2：设定每个拾取系统的用电负载的额定阻值R_i以及额定电流需求I_{out_i}；

步骤3：根据T型CLC网络在状态下的特性计算每个拾取系统副边谐振网络的元件参数，包括电容C_t1、电容C_t2以及电感L_t；

步骤4：根据所有拾取系统同时工作时Π型CLC网络的品质因素计算电容C_π2的容值；

步骤5：判断只有一个拾取系统工作时Π型CLC网络的品质因素Q_π-l是否使得电容C_π1的电压不低于δ谐波的电压值，如果是，则进入步骤6，否则返回步骤2调整拾取系统的用电负载R以及电流需求I_out；

步骤6：根据Π型CLC网络在状态下的特性计算原边谐振网络的元件参数，包括电容C_π1以及电感L_π；

步骤7：计算原边谐振网络的电流输入I_in和所需的直流输入I_dc；

步骤8：判断谐波抑制条件是否满足，如果满足，则验证元件参数，电路设计结束；否则返回步骤2，调整拾取系统的用电负载R_i以及电流需求I_{out_i}。

4.根据权利要求3所述的复合谐振式ECPT系统的参数设计方法，其特征在于：步骤3中，T型CLC网络在状态下，输出网络增益其中Q_T为T型CLC网络的品质因数且Q_T＝1/(ω₀C_t2R_i)。