CN105161858A - 一种基于可调超表面的圆极化旋向调控器及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于反射体系技术领域，具体为一种基于可调超表面的圆极化旋向调控器及其设计方法。本发明的圆极化旋向调控器主要由上层微带导带层、中层电介质板和下层金属接地板组成；上层微带导带层为电刷结构，主要由圆形电谐振（ELC）结构、偏置电路和PIN二级管组成，圆形ELC结构由上下半圆弧臂、圆弧中间开口、中心垂直臂和缝隙组成。本发明通过控制PIN管的通、断，圆极化旋向调控器实现旋向转换到旋向保持功能的切换，旋向杂化到旋向保持功能的切换。本发明将两种或多种功能器件集成在一个板子上，降低了制作成本，提高了效率和复用性，且不需要多层扭转手性结构即可实现，具有结构简单、体积小、损耗低、频带宽和重量轻等优良特性。

Description

一种基于可调超表面的圆极化旋向调控器及其设计方法

技术领域

本发明属于反射体系技术领域，具体涉及一种基于可调超表面的圆极化旋向调控器及其设计方法。

背景技术

圆极化器由于能接收任意线极化和椭圆极化方式的无线电波，且其透射波也可由任意极化方式的天线接收，因此具有很高的可靠性和安全性。另一方面，将圆极化器做成天线辐射器，还能抑制雨雾干扰和抗多径反射，广泛用于卫星导航和移动通信中，同时圆极化天线的旋向正交性使得其在雷达的极化分集和电子对抗中具有重要应用。

超表面(Metasurface，MS)作为人工特异介质的一种二维形式，由于奇异电磁特性以及能突破三维异向介质的损耗、带宽以及体积等独特优势，近年来成为学术界的研究热点。同时由于超表面能与飞机、导弹、火箭以及卫星等高速运行目标共形而不破坏其外形结构及空气动力学等特性，广受工程研究人员的青睐。随着研究的深入，超表面逐渐由前沿理论研究走向应用研究。在应用超表面控制电磁波极化方面，一些极化控制器诸如线-线极化转换器(线极化器)和线-圆极化转换器(圆极化器)被不断报道出来。最近，研究人员还采用超表面实现了一些双/多功能器件，如将线-圆极化转换、线-线极化转换功能分别和奇异波束偏折功能结合起来。与传统方法相比，采用超表面实现极化转换和波束控制有两大优势，一是构成超表面的单元工作于亚波长且排列方式可以多样，具有更大的自由度和灵活性；二是超表面在传输方向上的厚度可以非常薄，极大地缩小了极化器的尺寸。尽管如此，公开文献显有关于圆-圆极化转换的报道，而且至今还未有同时实现线极化器和圆极化器的公开报道。

如图1所示，当圆极化波入射到完美金属导体(PEC)时，由于反射电磁波的传输方向反向，其旋向会发生逆转，即入射波为左旋圆极化(LCP)时，反射波变为右旋圆极化(RCP)，反之则右旋变左旋。虽然多数情形下这种旋向变化影响较小，但对于一些要求比较苛刻的应用场合，影响很大且需要进行旋向纠正。同时还可以看出，PEC和金属良导体的功能非常单一，某种程度上说是一种资源浪费。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于可调超表面(TunableMS，TMS)的圆极化旋向调控器及其设计方法，以克服现有技术存在的不足，其中圆极化旋向调控器单元采用TMS单元来实现。

圆极化旋向调控器设计的技术方案主要包括实现应满足的基本条件、器件的基本组成、调控机理、最优带宽设计等。

实现圆极化旋向调控器(TMS)的基本条件：如图2所示，本发明TMS可以实现复杂的旋向调控功能。PIN管导通时，TMS不仅能将R/LCP波完全转化成交叉极化L/RCP波，而且能将R/LCP波同时转化成主极化和交叉极化L||RCP波，分别实现了圆极化旋向转换和杂化功能。PIN断开时，TMS将R/LCP波完全转化成主极化R/LCP波，具有圆极化旋向保持功能。这里将实现圆极化交叉极化转换和主极化转换的器件分别称为圆极化旋向转换器和旋向保持器，将同时实现圆极化主、交叉极化转换的器件称为旋向杂化器，而将实现上述功能动态切换的器件称为圆极化旋向调控器。下面我们将给出反射体系下圆极化旋向调控器的相关理论，建立实现上述功能需要的条件和准则，形成相关设计方法。

笛卡尔坐标系下，任意一束沿z方向入射的圆极化波(LCP或RCP)E_i可分解为电场沿x、y方向极化的两个正交线极化波分量E_ix和E_iy，即这里 $\left|E_{ix}\right|=\left|E_{iy}\right|=1/\sqrt{2}\left|E_i\right|$ 且E_ix和E_iy的初始相位相差为90°，即为不失一般性，假设入射波的交界面为各向异性超表面，则E_ix和E_iy分量遇到超表面后会产生反射交叉极化分量，因此可得正交方向上总反射波和其中，以及分别表示x/y极化波经TMS后向x/y或y/x极化波转换的散射相位(x/y、y/x中的“/”是“或”的意思)。上述关系式可用线极化反射琼斯矩阵表示为：

$\left(\begin{array}{c}{E}_{rx}\\ E_{ry}\end{array}\right)=\left[\begin{array}{cc}{r}_{xx}& r_{xy}\\ r_{yx}& r_{yy}\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{E}_{ix}\\ E_{iy}\end{array}\right)---\left(1\right)$

圆极化基下，圆极化转换系数可通过圆极化基与线极化基之间的关系进行确定，且可通过线极化基下琼斯矩阵的四个系数进行表示：

$r_{cp}=\left(\begin{array}{cc}{r}_{RR}& r_{RL}\\ r_{LR}& r_{LL}\end{array}\right)=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cc}{r}_{xx}+r_{yy}+j(r_{xy}-r_{yx})& r_{xx}-r_{yy}-j(r_{xy}+r_{yx})\\ r_{xx}-r_{yy}+j(r_{xy}+r_{yx})& r_{xx}+r_{yy}-j(r_{xy}-r_{yx})\end{array}\right)---\left(2\right)$

根据正交方向上的场分量可得反射波的总场E_r：

这些电磁波分量相互干涉，可以产生任意旋向的圆极化波。为简化设计和实现高效率，线极化系数必须满足r_xy＝r_yx≈0，r_yy＝r_yx≈1或者r_yy＝r_yx≈0，r_xy＝r_yx≈1，因此公式(3)可化简为：

由于反射波的传输方向发生180°改变，若要保持反射圆极化波的旋向，则上述正交线极化分量的相位必须满足可得两种情形下圆极化旋向保持的条件：

若要实现圆极化旋向转换，两个正交线极化分量的相位必须满足可得两种情形下圆极化旋向转换的条件为：

某些情形下为获得等幅的左旋和右旋圆极化波分量(旋向杂化)，两个正交线极化波的相位必须满足可得两种情形下圆极化旋向杂化的条件为：

公式(5a)-(7a)以及公式(5b)-(7b)分别代表主极化、交叉极化体系下旋向调控的条件。当TMS受45°极化的线极化波激励时，公式(5a)-(7b)也是实现线极化器和圆极化器的条件。因此，本发明实现旋向调控的思路也可用于设计多功能极化器。这里选择主极化体系来实现圆极化旋向调控功能。为避免交叉极化(r_xy＝r_yx≈0)，需要TMS单元具有某个主轴上的镜像对称性，而反射体系下只要TMS的吸收损耗较小，可以很容易地实现近1的主极化反射幅度(r_yy＝r_xx≈1)，这使得上述相位条件(0，π/2和π相位差跳变)成为本发明要设计的唯一条件。

本发明圆极化旋向调控器的基本单元结构组成：根据前面的理论分析，要实现上述功能单元必须具有某个主轴方向上的镜像对称性且两个反射正交线极化分量的相位必须能单独控制，同时为满足最优工作带宽，正交分量的相位在某特定频率处具有相同斜率。为获得可调旋向功能，本发明采用Skyworks公司生产的PIN二极管SMP1345-079LF来动态操控其反射相位。图3给出了本发明反射TMS单元的拓扑结构，为揭示其工作机理并指导设计，这里提取了PIN二级管和不同谐振频率下单元的等效电路模型，如图4所示。

本发明设计的基于可调超表面的圆极化旋向调控器，其主要由上层微带导带层、中层电介质板和下层金属接地板共三层结构组成；其中，所述中层电介质板和下层金属接地板为常规的；所述上层微带导带层为电刷结构，上层微带导带层主要由圆形ELC结构、偏置电路和PIN二级管组成，所述圆形ELC结构由上半圆弧臂、下半圆弧臂、圆弧中间开口、中心垂直臂和缝隙组成；所述偏置电路由上、下两根均加载有集总电感的高阻抗细微带线组成，所述偏置电路与ELC结构保持良好的电接触并分别提供零偏置和正向偏置电压；PIN开关导通时，所述圆极化旋向调控器在高、低两个频段分别具有圆极化旋向转换和杂化功能；PIN开关断开时，所述圆极化旋向调控器具有圆极化保持功能。

当两个正交方向上的相位满足或时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向保持功能；当两个正交方向上的相位满足或时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向转换功能；当两个正交方向上的相位满足和时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向杂化功能；同时当极化旋向调控器受45°极化的线极化波激励时，圆极化旋向调控器又充当了线极化器和圆极化器的功能。

本发明提出的基于可调超表面的圆极化旋向调控器的设计方法，包括如下步骤：

首先，通过推导得到实现圆极化旋向调控器各功能的条件，包括圆极化旋向保持、旋向转化以及旋向杂化的功能的条件；

其次，初步在预定频段设计满足上述条件的TMS单元，通过PIN开关通、断两种情形下的电响应对比分析得到圆极化旋向调控器的调控机理；

最后，基于传输线理论得到最优化带宽准则，基于上述调控机理、准则并通过优化TMS单元的结构参数获得最优化旋向保持、转换和杂化带宽，同时兼顾带内极化纯度特性。

所述集总电感采用MUTATA公司生产的LQW04AN10NH00，自谐振频率大于7GHz，其主要有两个功能，一是为了获得宽带相位调制从而获得宽频圆极化旋向调控特性，二是提供高电抗值，发挥直流偏置的功能，防止高频微波信号进入直流源而对直流偏压没有影响，从而提高电路的稳定性。

本发明基于可调超表面的圆极化旋向调控器的调控机理如下：

首先，电磁波沿-z轴垂直入射，当电场沿y轴极化且磁场沿x轴激励时，ELC结构工作，电场将驱动ELC结构产生电响应和谐振，这时可得主反射系数r_yy，同时由于ELC结构关于y轴对称，交叉极化r_xy很小且满足r_xy≈0，这里ELC结构的电响应包含两部分，一是通过中心垂直臂和缝隙产生的电响应，一是上、下半圆弧臂和圆弧中间开口产生的电响应，其谐振频率分别由f₁、f₂表示；

当电场沿x轴极化激励时，由于ELC结构关于x轴对称，因此交叉极化r_yx很小且满足r_yx≈0，电场将驱动细微带线电感、集总电感和x方向相邻单元圆弧臂开口之间的耦合电容产生电谐振，此时可得反射系数r_xx和电谐振频率f₃；

PIN二极管导通时，缝隙被短路，而PIN二极管断开时，缝隙仍开路，产生具有不同电感和电容的谐振回路，即圆极化旋向调控器控制谐振从而控制阻抗和相位的基础；由于只有f₁与缝隙相关，PIN二极管的工作状态只会影响f₁而对f₂和f₃几乎没有影响，从而实现对f₁的单独调控。因此通过控制开关的工作状态可以有效控制f₁，从而有效控制两个正交线极化分量的反射相位差并实现圆极化旋向的动态调控。圆极化旋向调控器的最优化带宽设计：图4中R_s，L_s，C_s分别代表PIN管的寄生电阻，封装引线电感和管壳电容，C_j代表管子的结电容。PIN管闭合也即正向导通时C_j＝0，二极管可用串联的电阻R_s和电感L_s来等效；PIN管断开也即零偏置时，PIN管的等效电路模型可用串联的电感L_s和结电容C_j来等效。由于C_s的影响，PIN管断开时的总电容C_t比C_j稍大，本实施例中L_s＝0.7nH，C_j＝0.15pF，C_t＝0.18pF和R_s＝2Ω。电磁波在介质板中的传输和局域化磁响应由阻抗为Z_c，电长度为h_o的等效传输线等效，金属地板由接地等效。电场沿y轴极化时，ELC垂直臂的电响应由串联支路L₁、C₁和R₁来等效，而两边对称圆弧臂的电响应由两个串联支路L₂、C₂和R₂并联来等效。同理，电场沿x轴极化时两边对称的电响应由串联支路L₃、C₃和R₃并联来等效，这里R₁，R₂和R₃分别用来表征谐振损耗。PIN管导通时回路中的电感和电容为L₁≈L_w+L_s和C₁＝2C_p+C_f≈C_f，断开时为L₁≈L_w和C₁≈C₁＝C_f*C_t/(C_f+C_t)，而上述两种状态下L₂≈L_a/2和C₂≈C_p，L₃≈L_j+L_line和C₃≈C_C。这里L_w为垂直臂电感，L_a为圆弧臂电感，L_j为SMT元件的电感，L_line为细线电感，C_p为缺口电容，C_f代表相邻单元水平细线之间形成的边缘耦合电容，C_C为x方向相邻单元圆弧臂开口之间的耦合电容。根据传输线理论，TMS单元将会产生三个电谐振且谐振频率分别为 $f_1=1/2\mathrm{\π}\sqrt{L_1{C}_1},f_2=1/2\mathrm{\π}\sqrt{L_2{C}_2}$ 和 $f_3=1/2\mathrm{\π}\sqrt{L_3{C}_3}.$

为使圆极化旋向调控器具有最优的旋向转换和旋向保持带宽并最终形成相关设计方法，下面基于传输线理论分析得到相关准则。首先，TMS单元的电谐振效应和等效传输线的传输效应可通过ABCD矩阵分别进行表征：

$\left[\begin{array}{cc}{A}_T& B_T\\ C_T& D_T\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 1/Z_{yi}& 1\end{array}\right]---\left(8a\right)$

$\left[\begin{array}{cc}{A}_{EqTL}& B_{EqTL}\\ C_{EqTL}& D_{EqTL}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}cos\left({\mathrm{kh}}_o\right)& {\mathrm{jZ}}_{c}sin\left({\mathrm{kh}}_o\right)\\ jsin\left({\mathrm{kh}}_o\right)/Z_c& \cos \left({\mathrm{kh}}_o\right)\end{array}\right]---\left(8b\right)$

其中k是TEM波的等效波矢，Z_yi为谐振频率f_i处的并联支路阻抗，可分别计算为：

Z_y1＝jωL₁+1/jωC₁+R₁(9a)

Z_y2＝jωL₂/2+1/2jωC₂+R₂/2(9b)

Z_y3＝jωL₃/2+1/2jωC₃+R₃/2(9c)

其中是ω角频率，将上述两个ABCD矩阵进行级联可计算整个单元的ABCD矩阵为：

$\left[\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left({\mathrm{kh}}_o\right)& {\mathrm{jZ}}_c\sin \left({\mathrm{kh}}_o\right)\\ \cos \left({\mathrm{kh}}_o\right)/Z_{yi}+j\sin \left({\mathrm{kh}}_o\right)/Z_c& {\mathrm{jZ}}_c\sin \left({\mathrm{kh}}_o\right)/Z_{yi}+\cos \left({\mathrm{kh}}_o\right)\end{array}\right]---\left(10\right)$

通过对ABCD矩阵进行变换，可得到携带相位信息的S参数。为获得旋向转换和旋向保持特性的最优工作带宽，线极化正交分量的相位在0°和180°相位差中心频率处具有相同变化率，可得：

根据上述理论和设计方法并通过仿真优化，最终设计的TMS单元结构参数为：p_x＝p_y＝14mm，w₁＝1mm，w₂＝2mm，w₃＝1.5mm，w₄＝0.6mm，R＝5.4mm，h＝6mm，h₁＝1mm，h₂＝1mm，h₃＝1mm和L_j＝10nH。通过对TMS单元进行二维周期延拓并为每排ELC结构加上直流偏压，则可形成旋向调控器(TMS平板)的拓扑结构，如图5所示。由于旋向调控器由足够数量的TMS单元周期组成，其电磁特性趋近于由无限单元周期构成的TMS平板。采用CSTMicrowaveStudio对TMS单元进行电磁仿真，沿x、y方向的四个边界设置成周期性边界，而+z、-z方向的边界分别设置成floquet端口和电边界，用于模拟无限大TMS平板。为验证等效电路的正确性，采用软件ADS对等效电路进行电仿真，计算其反射系数并基于幅度-相位拟合法来提取等效电路参数。由于基于一组电路参数的等效电路不能描述单元的双模工作响应，这里将y极化波激励下的响应分成两个频段分别进行拟合和参数提取，每个频段分别包含f₁和f₂。PIN管导通时，电路参数在2～5GHz范围内分别为L₁＝30nH，C₁＝0.107pF，R₁＝10.9Ω，Z_c＝368.3Ω和h_o＝44.8°，断开时电路参数2～5.4GHz范围内为L₁＝12.7nH，C₁＝0.064pF，R₁＝3.87Ω，Z_c＝371Ω和h_o＝38.4°。

本发明的有益效果是：本发明首先公布了圆极化旋向调控的概念、理论以及圆极化旋向调控(集成线极化转换和圆极化转换)的设计方法。然后公布了一种基于TMS平板设计圆极化旋向调控器的实现方法，利用TMS的调控特性实现了圆极化波的旋向控制，即旋向转换(线极化器)、旋向保持(线极化器)以及旋向杂化(圆极化器)功能。TMS单元由圆形ELC结构以及加载于其中的PIN二极管和电感组成，通过控制PIN管上电压的正、反向偏置，即工作状态，可以任意操控反射圆极化波的旋向。当PIN管导通时，TMS平板分别实现了圆极化旋向转换和杂化功能，为旋向转换器和杂化器；当PIN管断开时TMS平板具有圆极化旋向保持功能，为旋向保持器，实现了多种功能的快速切换和对反射电磁波的动态调制。由于本发明将两种或多种功能器件集成在一个板子上，降低了制作成本，提高了效率和复用性，同时本发明采用数学求极值的方法确保正交极化下反射波相位的变化率相同，因此旋向调控器具有较宽的旋向保持带宽，在雷达、卫星通信以及电子对抗领域具有一定的应用前景。最后本发明基于反射体系下的圆极化旋向调控功能可直接拓展到透射体系，且不需要多层扭转手性结构即可实现，具有结构简单(单层)、体积小、损耗低、频带宽以及重量轻等优良特性。

附图说明

图1是传统PEC的固有旋向转换功能图。

图2是本发明采用TMS平板实现的圆极化旋向调控器的功能与原理图。

图3是本发明TMS单元的拓扑结构图。

图4是本发明TMS单元的等效电路图。

图5是圆极化旋向保持器的拓扑结构全局图和局部放大图。

图6是PIN管导通时圆极化旋向调控器的线极化反射系数幅度和相位。

图7是PIN管断开时圆极化旋向调控器的线极化反射系数幅度和相位。

图8是PIN管导通时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数幅度和相位。

图9是PIN管断开时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数幅度和相位。

图10是上排PIN管导通和下排PIN管断开时圆极化旋向调控器的电流和电场分布。

图11是PIN管导通时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随h₃的变化曲线。

图12是PIN管断开时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随h₃的变化曲线。

图13是PIN管导通时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随w₂的变化曲线。

图14是PIN管断开时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随w₂的变化曲线。

图15是PIN管导通时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随L_j的变化曲线。

图16是PIN管断开时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随L_j的变化曲线。

图17是圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随C_j的|r_LR|变化曲线。

图18是圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随C_j的|r_RR|变化曲线。

图19是PIN管导通时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随R的变化曲线。

图20是PIN管断开时圆极化旋向调控器的圆极化反射系数随R的变化曲线。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明作详细描述。

如图2至图5所示，一种基于可调超表面的圆极化旋向调控器，其主要由上层微带导带层、中层电介质板和下层金属接地板共三层结构组成；所述上层微带导带层为电刷结构，上层微带导带层主要由圆形ELC结构、偏置电路和PIN二级管组成，所述圆形ELC结构由上半圆弧臂、下半圆弧臂、圆弧中间开口、中心垂直臂和缝隙组成；所述偏置电路由上、下两根均加载有集总电感的高阻抗细微带线组成，所述偏置电路与ELC结构保持良好的电接触并分别提供零偏置和正向偏置电压；PIN开关导通时，所述圆极化旋向调控器在高、低两个频段分别具有圆极化旋向转换和杂化功能；PIN开关断开时，所述圆极化旋向调控器具有圆极化保持功能。

当两个正交方向上的相位满足或时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向保持功能；当两个正交方向上的相位满足或时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向转换功能；当两个正交方向上的相位满足和时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向杂化功能；同时当极化旋向调控器受45°极化的线极化波激励时，圆极化旋向调控器又充当了线极化器和圆极化器的功能。

一种基于可调超表面的圆极化旋向调控器的设计方法，其包括如下步骤：首先，通过推导得到实现圆极化旋向调控器各功能的条件，包括圆极化旋向保持、旋向转化以及旋向杂化的功能；其次，初步在预定频段设计满足上述条件的TMS单元，通过PIN开关通、断两种情形下的电响应对比分析得到圆极化旋向调控器的调控机理；最后，基于传输线理论得到最优化带宽准则，基于上述调控机理、准则并通过优化TMS单元的结构参数获得最优化旋向保持、转换和杂化带宽，同时兼顾带内极化纯度特性。

本发明基于可调超表面的圆极化旋向调控器的调控机理，包括如下步骤：首先电磁波沿-z轴垂直入射，当电场沿y轴极化且磁场沿x轴激励时，ELC结构工作，电场将驱动ELC结构产生电响应和谐振，这时可得主反射系数r_yy，同时由于ELC结构关于y轴对称，交叉极化r_xy很小且满足r_xy≈0，这里ELC结构的电响应包含两部分，一是通过中心垂直臂和缝隙产生的电响应，一是上、下半圆弧臂和圆弧中间开口产生的电响应，其谐振频率分别由f₁、f₂表示；当电场沿x轴极化激励时，由于ELC结构关于x轴对称，因此交叉极化r_yx很小且满足r_yx≈0，电场将驱动细微带线电感、集总电感和x方向相邻单元圆弧臂开口之间的耦合电容产生电谐振，此时可得反射系数r_xx和电谐振频率f₃；PIN二极管导通时，缝隙被短路，而PIN二极管断开时，缝隙仍开路，产生具有不同电感和电容的谐振回路，即圆极化旋向调控器控制谐振从而控制阻抗和相位的基础；由于只有f₁与缝隙相关，PIN二极管的工作状态只会影响f₁而对f₂和f₃几乎没有影响，从而实现对f₁的单独调控。

图6和图7给出了圆极化旋向调控器的线极化反射系数。可以看出两种状态下电路、电磁仿真结果完全吻合，验证了等效电路的正确性。PIN管导通时，从|r_yy|曲线上可以明显看到两个谐振点f₁≈2.43GHz和f₂＝6.88GHz且谐振谷的幅值分别为S₁₁＝0.69与S₁₁＝0.84，从|r_xx|曲线上仅可观察到一个谐振强度很弱的谐振谷(f₃≈5.67GHz，S₁₁＝0.99)。以上三个频率处TMS单元的反射相位变化剧烈，随频率变化呈现强色散关系，且相位变化剧烈程度与谐振强度成正比，因此f₁、f₂处的强谐振使得TMS平板在f₁、f₂处的相位变化较f₃更加剧烈，如f₂处相位在很窄的频率范围内完成了瞬间跳变。从相位曲线上可以看出和的相位差在2.9～5.13GHz和5.58～6.69GHz范围内分别满足和且|r_yy|和|r_xx|接近于1，良好的幅度一致性以及近0°和90°相位差使得TMS平板在PIN管导通时具有圆极化旋向转换和旋向杂化功能。PIN管断开时，除了f₁≈4.6GHz(S₁₁＝0.95)向高频发生偏移外，f₂和f₃几乎保持不变且r_yy和r_xx的幅度、相位变化趋势与导通时几乎完全相同。4.33～6.63GHz范围内，相位差满足且|r_yy|和|r_xx|均接近于1，r_yy和r_xx良好的幅度一致性以及近180°的相位差使得TMS平板具有圆极化旋向保持功能。两种状态下不变的f₂、f₃以及断开时f₁的高频偏移进一步验证了f₁由垂直臂电响应决定的结论，而两种状态下不同的谐振回路结构(不同的电感和电容)导致了f₁的频偏。

为进一步验证TMS平板的圆极化旋向可调特性，采用圆极化波对TMS平板进行激励，仿真设置同线极化波激励情形。这里电路仿真圆极化反射系数通过公式(2)对线极化反射系数进行转换得到。图8和图9给出了TMS平板的仿真圆极化反射系数，同样电磁、电路仿真结果吻合的非常好。PIN管导通时，TMS平板在2.9～5.13GHz范围内满足|r_RR|<0.31(-10dB)和|r_LR|>0.92，具有圆极化转换特性且极化消光比σ＝20log₁₀(|r_LR|/|r_RR|)>10.2dB，而在5.58～6.69GHz范围内，TMS平板具有旋向杂化特性且σ<3dB，为圆极化旋向转换和旋向保持的过渡态；PIN管断开时，TMS平板在4.33～6.63GHz范围内满足|r_LR|<0.3和|r_RR|>0.94，具有圆极化旋向保持特性且σ<-10.1dB。因此通过PIN管的通、断TMS平板不仅实现了功能的切换还实现了工作频段的切换，即在4.33～5.13GHz范围内实现了旋向转换到旋向保持的切换，而在5.58～6.63GHz范围内实现了旋向杂化到旋向保持的切换，同时旋向转换和保持时TMS平板均具有很高的极化纯度。需要说明的是|r_LR|或|r_RR|曲线上出现的谷或峰位置与|r_xx|和|r_yy|上f₁，f₃和f₂基本吻合，尤其是图9，|r_LR|/|r_RR|在4.62、5.52、6.56GHz处分别出现了三个谷/峰点，与f₁，f₃和f₂完全吻合，表明|r_LR|和|r_RR|的带宽和波动幅度由三个谐振的强度和位置决定。这里6.56和6.92GHz处额外的谐振谷由f₂处剧烈变化的相位引起，使得第三个谷发生分裂。

为揭示TMS平板在三个频率处的物理工作机制，图10给出了PIN管导通和断开时的电流和电场分布。与前面分析一致，PIN管的工作状态对f₁处的电场分布影响较大而对f₂、f₃处场分布的影响可以忽略。f₁处，导通时垂直臂和环区域均存在很强的电流且在垂直臂和环之间形成了闭合回路，整个ELC结构参与谐振；而断开时环区域的电流强度非常弱，可以忽略，表明仅有垂直臂和缝隙参与了局域谐振，导通时较长的电流路径解释了其较低的工作频率。同时，导通时单元上下边界处较大的电场强度说明边缘容性耦合对谐振强度的贡献较断开时大。f₂处，两种状态下电场E_y分量均局域在圆弧区域，表明圆弧对谐振起决定性作用。f₃处，两种状态下电场E_x分量均局域在左右开口处而在上下边界区域很弱，为x极化响应且相邻单元开口之间的耦合对谐振起决定作用。f₂和f₃处沿垂直臂非常弱的电场分布进一步表明缝隙对两个谐振均没有贡献。

为说明ELC结构参数对f₁，f₂和f₃的调谐和影响，形成圆极化旋向调控器由理论设计到实际结构实现的设计方法，在右旋圆极化波激励下采用CST对TMS平板的主要结构参数变化进行扫描。图11和图12给出了圆极化反射系数随ELC圆弧臂开口大小的影响。PIN管闭合时，当缺口距离h₃由0.4mm逐渐增大时，通带内|r_RR|升高，交叉极化转换效率和旋向转换特性有一定程度恶化，旋向转换特性的带宽在减小，同时6.3GHz处带外圆极化旋向保持特性不断得到提升，这对于获得旋向杂化功能非常不利。因此为同时得到优异的旋向转换性能和复杂的功能切换，避免与断开时的功能重复，h₃越小越好。PIN管断开时，当h₃逐渐增大时，|r_LR|曲线上第三个谐振谷(f₂附近)明显向高频移动，而第一、第二个谐振谷(f₁和f₃附近)几乎保持不变，因此圆极化旋向保持的带宽有所增加，但同时谐振谷的移动伴随着带内|r_RR|较大的波动，一定程度上恶化了带内极化纯度特性。因此为获得圆极化旋向的多样性、良好的旋向转换、保持带宽并兼顾带内极化纯度特性，h₃既不能太大也不能太小，需要权衡考虑。

图13和图14给出了圆极化反射系数随ELC结构开口缝隙长度w2的影响。可以看出，PIN管导通时w₂的增大对圆极化反射系数几乎没有影响，而断开时w₂的增大使得f₁向略向低频移动，通带带宽有所展宽，但同时带内|r_LR|和|r_RR|的波动变大，带内极化纯度恶化且不稳定，因此为获得优异的带内特性，w₂应尽量小。前者几乎不变的|r_LR|和|r_RR|是由于开口缝隙被短路，缝隙电容的作用消失，w₂的变化没有影响。后者f₁的微小频移是由于缝隙电容的作用并未完全被消除且其对f₁的贡献相对于管电容C_t和边缘耦合电容C_f可以忽略。虽然w₂的变化对f₂和f₃影响很小，但对其谐振强度和线极化反射相位影响较大，使得带内圆极化反射系数波动较大。

为说明集总电感对旋向调控的影响，图15和图16给出了不同电感Lj下旋向调控器的反射系数。可以看出PIN管导通时，随着L_j的不断增大圆极化旋向转换的带宽逐渐变窄且通带内极化纯度逐渐变坏，圆极化旋向转换特性逐渐恶化，而带外圆极化旋向保持特性逐渐提升，致使TMS逐渐失去旋向杂化功能。PIN管断开时，随着L_j的不断增大圆极化旋向保持的带宽先变宽后变窄。综上，为同时实现宽带旋向保持特性和多功能切换，L_j既不能太大也不能太小，同样需要权衡考虑且需要根据市场规格确定。

为揭示本发明TMS平板的频率调控范围(调控能力)，图17和图18给出了圆极化反射系数随PIN管电容Cj的变化曲线。与前面分析一致，当C_j由C_j＝0pF增大到C_j＝0.9pF时，f₁(|r_LR|/|r_RR|的第一个谷值/峰值频率)先向高频移动然后逐渐向低频移动而f₂、f₃保持不变，这是由于C_j＝0pF(PIN管导通)与C_j＝∞时对频率的作用效果等同。还可以看出，随着C_j的增大旋向保持特性的频段逐渐分裂成两个独立频段，而中间频段则由旋向保持功能逐渐过渡到旋向转换功能。因此为使旋向保持特性频段不发生分裂，C_j的值越小越好，但C_j的值受市场PIN管子的限制，不可能做到无限小，本发明选择C_j＝0.15pF能保证TMS平板的宽频旋向保持特性和频率调控范围。同时对于本发明体系，由于C_j对f₁的影响随C_j的增大逐渐达到饱和且C_j在0.3～0.9pF范围内不断增大时f₁变化(3.15～3.9GHz)较小，电容连续调谐(变容二极管)的频率调控范围受限(由最小C_min≥0.3pF和最大电容C_max∞时的工作频率跨度决定)，因此本发明更适合通(C_min≈0pF、f₁＝2.5GHz)、断(C_max≈0.15pF、f₁＝4.6GHz)二状态调控，而连续调控由于难于实现功能切换意义不大。

图19和图20给出了ELC结构的半径R对旋向调控特性的影响。可以看出，当R不断增大时，两种情形下f₁、f₂和f₃均向低频移动，因此通过调谐R可以整体调控TMS平板的工作频段。但是f₁，f₂和f₃不一致的频移速度使得f₁和f₃越来越相互靠近，而f₂和f₃越来越相互远离，因此PIN管导通时随着R的增大带内圆极化旋向转换特性不断恶化，而PIN管断开时通带内|r_LR|和|r_RR|波纹起伏不断变化，如f₁、f₃之间的波纹起伏越来越小，而f₂、f₃之间的波纹起伏越来越大，因此为兼顾通、断两种情形下通带内的性能，使其均达到预定指标，R同样需要进行权衡设计。

最后应当说明的是，以上内容仅用以说明本发明的技术方案，而非对本发明保护范围的限制，本领域的普通技术人员对本发明的技术方案进行的简单修改或者等同替换，均不脱离本发明技术方案的实质和范围。

Claims (3)

1.一种基于可调超表面的圆极化旋向调控器，其特征在于：主要由上层微带导带层、中层电介质板和下层金属接地板共三层组成；其中：

所述上层微带导带层为电刷结构，主要由圆形ELC结构、偏置电路和PIN二级管组成，所述圆形ELC结构由上半圆弧臂、下半圆弧臂、圆弧中间开口、中心垂直臂和缝隙组成；所述偏置电路由上、下两根均加载有集总电感的高阻抗细微带线组成，所述偏置电路与ELC结构保持良好的电接触并分别提供零偏置和正向偏置电压；PIN开关导通时，所述圆极化旋向调控器在高、低两个频段分别具有圆极化旋向转换和杂化功能；PIN开关断开时，所述圆极化旋向调控器具有圆极化保持功能。

2.根据权利要求1所述的基于可调超表面的圆极化旋向调控器，其特征在于：当两个正交方向上的相位满足或时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向保持功能；当两个正交方向上的相位满足或时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向转换功能；当两个正交方向上的相位满足和时，圆极化旋向调控器具有圆极化旋向杂化功能；同时当极化旋向调控器受45°极化的线极化波激励时，圆极化旋向调控器又充当了线极化器和圆极化器的功能；这里，φ _xx ，φ _yy ，φ _xy 以及φ _yx 分别表示x/y极化波经TMS后向x/y或y/x极化波转换的散射相位。

3.一种如权利要求1或2所述的基于可调超表面的圆极化旋向调控器的设计方法，其特征在于：包括如下步骤：

首先，通过推导得到实现圆极化旋向调控器各功能的条件，包括圆极化旋向保持、旋向转化以及旋向杂化的功能的条件；

其次，初步在预定频段设计满足上述条件的圆极化旋向调控器单元，通过PIN开关通、断两种情形下的电响应对比分析，得到圆极化旋向调控器的调控机理；

最后，基于传输线理论得到最优化带宽准则，基于上述调控机理、准则，通过优化圆极化旋向调控器单元的结构参数，获得最优化旋向保持、转换和杂化带宽，同时兼顾带内极化纯度特性。