CN105144468A - 减小滤波器主体的导电覆盖物中的孔对插入损耗的影响 - Google Patents

Abstract

一种多模式腔体滤波器，包括：至少两个电介质谐振器主体，第一电介质谐振器主体并入电介质材料的片段，所述电介质材料的片段具有使得其能够支持至少第一谐振模式和至少第二大幅退化的谐振模式的形状；第二电介质谐振器主体也包括电介质材料的片段，其电介质属性、形状和尺寸可以不同于第一电介质谐振器主体的那些；所述电介质材料的第二片段具有使得其能够支持至少第一谐振模式的形状；与两个电介质谐振器主体接触并且对其进行覆盖的导电材料层；出现在第一电介质谐振器主体和第二电介质谐振器主体的界面处的一个或多个导电材料层中的至少一个孔，以用于以下中的至少一个：从第二电介质谐振器主体向第一电介质谐振器主体传递信号，从第一电介质谐振器主体向第二电介质谐振器主体传递信号，以及从第一电介质谐振器主体输出信号，所述至少一个孔被布置用于以下中的至少一个：并行地将信号直接耦合到第一电介质谐振器内存在的第一谐振模式和第二大幅退化的谐振模式，以及并行地从第一电介质谐振器内存在的第一谐振模式和第二大幅退化的谐振模式直接耦合信号。

Description

减小滤波器主体的导电覆盖物中的孔对插入损耗的影响

技术领域

本发明涉及滤波器，并且具体涉及包括谐振器主体的多模式滤波器，用于例如使用在用于电信应用的频分双工器中。

背景技术

在本说明书中对任何现有公开（或从其得到的信息）或对已知的任何资料的引用不被视为并且不应当被视为承认或容许或任何形式地暗示现有公开（或从其得到的信息）或已知资料形成本说明书涉及的所力图的领域中的公知常识的部分。

所有物理滤波器本质上包括多个能量存储谐振结构，其具有用于使能量在各种谐振器之间以及在谐振器与输入/输出端口之间流动的路径。谐振器的物理实现及其互连的方式将随类型而变化，但是相同的基本概念适用于全体。这样的滤波器可以按照耦合在一起的谐振器的网络来在数学上被描述，尽管数学形貌不必匹配真实滤波器的形貌。

由电介质谐振器形成的常规单模式滤波器是已知的。电介质谐振器具有高Q（低损耗）特性，其使得能够实现相比于腔体滤波器具有减小的尺寸的高度选择性滤波器。这些单模式滤波器倾向于被构建为分离的物理电介质谐振器的级联，其具有在它们之间和到端口的各种耦合。这些谐振器容易标识为不同的物理对象，并且耦合也倾向于是容易标识的。

这种类型的单模式滤波器可以包括由“圆盘（puck）”形状的陶瓷材料形成的分立谐振器的网络，其中每一个谐振器具有单个主谐振频率或模式。通过在谐振器位于其中的腔体之间提供开口来将这些谐振器耦合在一起。典型地，谐振器和交叉耦合提供传输极点（pole）和“零点”，其可以以特定频率被调谐以提供期望的滤波器响应。通常将需要多个谐振器以实现用于商业应用的合适滤波特性，这导致相对大尺寸的滤波装备。

由电介质谐振器形成的滤波器的一个示例应用是在用于微波电信应用的频分双工器中。传统上在天线支撑塔的底部处的基站处提供双工器，尽管对于微波电信系统设计的当前趋势是将滤波和信号处理装备定位在塔的顶部从而最小化线缆敷设长度并且因而减少信号损失。然而，如以上描述的单模式滤波器的尺寸可以使这些对于天线塔的顶部处的实现而言是不合期望的。

多模式滤波器在单个物理主体中实现若干谐振器，使得可以获得滤波器尺寸方面的减小。作为示例，镀银的电介质主体可以以许多不同的模式谐振。这些模式中的每一个可以充当滤波器中的谐振器之一。为了提供实际的多模式滤波器，对主体内的模式之间的能量进行耦合是必要的，这与在单模式滤波器中的分立对象之间的耦合形成对比，后者在实践中更容易控制。

实现这些多模式滤波器的通常方式是将能量从输入端口选择性地耦合到第一个模式。然后通过将特定缺陷引入到主体的形状中而将存储在第一模式中的能量耦合到谐振器内的不同模式。以此方式，多模式滤波器可以以与常规单模式滤波器实现类似的方式被实现为谐振器的有效级联。该技术导致可以被调谐以提供期望的滤波器响应的传输极点。

这样的方法的示例被描述在美国专利No.6,853,271中，其目的在于三模式单主体滤波器。通过使用在形成于谐振器的面上的孔洞中所提供的适当配置的输入探针将能量耦合到电介质填充的单主体谐振器的第一模式中。该第一模式与谐振器的两个其它模式之间的耦合通过在谐振器主体上选择性地提供切角或槽来完成。

该技术虑及滤波器尺寸方面的相当大的减小，因为该类型的三模式滤波器表示由三个分立单模式谐振器组成的单模式滤波器的等同物。然而，用于将能量耦合到谐振器中和将能量从谐振器耦合出去以及在谐振器内的模式之间耦合能量以提供有效的谐振器级联的方法要求主体是复杂形状的，这增加制造成本。

可以实现这些多模式滤波器的可替换方式是借助于适当设计的耦合轨道从输入端口同时向每一个模式耦合能量。再次，以此方式，多模式滤波器可以以与常规单模式滤波器实现类似的方式实现为谐振器的有效级联。如以上的情况，其中缺陷用于使得多个模式能够在单个谐振器中被激励，该技术导致可以被调谐以提供期望的滤波器响应的传输极点。这种类型的滤波器在各种美国专利提交中已经公开，例如：US13/488,123，US13/488,059，US13/487,906和US13/488,182。

两个或更多三模式滤波器可能仍需要级联在一起以提供具有合适滤波特性的滤波器组件。如在美国专利No.6,853,271和No.7,042,314中描述的，这可以使用单个波导或位于中心的单个孔以用于提供两个谐振器单主体之间的耦合来实现。利用该方法，耦合到主体、耦合自主体或耦合在主体之间的模式的精确控制难以实现并且因此，作为结果，实现给定、具有挑战性的滤波器规范是困难的。

另一方法包括使用被耦合在两个电介质单主体之间的单模式梳状线谐振器以形成混合滤波器组件，如美国专利No.6,954,122中描述的那样。在这种情况中，物理复杂性和因此的制造成本甚至进一步增加，超过并且高于单独的所添加缺陷的使用。

发明内容

根据本发明的一方面，提供了一种多模式腔体滤波器，包括：并入电介质材料的片段的至少一个电介质谐振器主体，所述电介质材料的片段具有使得其能够支持至少第一谐振模式和至少第二大幅退化的谐振模式的形状；与电介质谐振器主体接触并且覆盖电介质谐振器主体的导电材料层；导电材料层中的至少两个孔和所述至少两个孔之间的至少一个间隙，所述至少两个孔被布置用于以下中的至少一个：向电介质谐振器主体输入信号和从电介质谐振器主体输出信号；所述至少一个间隙被布置成促进通过金属化物的电流的基本上不受阻碍的流动；所述至少两个孔被布置用于以下中的至少一个：并行地将信号直接耦合到第一谐振模式和第二大幅退化的谐振模式，以及并行地直接从第一谐振模式和第二大幅退化的谐振模式耦合信号。

用于实现主体内侧和外侧的电磁波之间的耦合的导电覆盖物中的孔的集合可以称为覆盖物的“穿孔区”。

所述至少两个孔可以例如包括分别用于将信号耦合到电介质谐振器主体和从电介质谐振器主体耦合信号的输入耦合孔和输出耦合孔中的至少一个。

所述至少两个孔可以例如包括两个或更多部分，其中第一部分基本上平行于电介质谐振器主体的表面而延伸并且第二部分基本上垂直于第一部分而延伸。所述至少两个孔可以例如靠近电介质谐振器主体的至少一个边缘放置。

所述至少两个耦合孔可以例如每一个单独或一起包括主要用于耦合到第一模式的第一部分和主要用于耦合到第二模式的第二部分。所述至少两个耦合孔的第一部分可以例如取向成使得通过所述第一部分耦合的磁场和电场中的至少一个与所述第一模式的相应磁场或电场基本上对齐。所述至少两个耦合孔的第二部分可以例如取向成使得通过所述第二部分耦合的磁场和电场中的至少一个与所述第二模式的相应磁场或电场基本上对齐。第一部分和第二部分可以例如是以下中的任何一个：直的、弯曲或无定形孔或者规则或不规则二维形状。第一部分可以例如包括第一直细长孔，并且第二部分可以例如包括与第一直细长孔基本上正交布置并且可以与第一直细长孔相交或者可以与第一直细长孔不同的第二直细长孔。

所述至少两个耦合孔可以例如包括用于同时耦合到第一模式和第二模式二者的部分。所述部分可以例如包括以使得由所述部分生成的磁场和电场中的至少一个具有与所述第一模式的相应磁场或电场对齐的第一笛卡尔分量和与所述第二模式的相应磁场或电场对齐的第二笛卡尔分量的角度取向的细长孔。

所述耦合孔可以例如形成为导电材料层中的没有导电材料的区域。

多模式腔体滤波器可以例如还包括输入谐振器和输出谐振器，其可操作地耦合到多模式谐振器并且可操作成包含将耦合到多模式谐振器中的电场和磁场。输入谐振器和输出谐振器可以由与多模式谐振器相同的材料制成，或者它们可以由不同的材料制成。

形成多模式谐振器的主体的电介质材料的片段可以例如包括用于装配到输入谐振器上的平面表面的基本上平面的表面。形成多模式谐振器的主体的电介质材料的片段还可以例如包括用于装配到输出谐振器上的平面表面的第二基本上平面的表面。

耦合孔可以例如被提供在所述基本上平面的表面上或者与所述基本上平面的表面相邻。

输入谐振器可以进而被提供有探针或其它激励手段以使得信号能够被馈送到输入谐振器中。输出谐振器也可以被提供有探针或其它激励手段以使得信号能够从输出谐振器被提取。

附图说明

为了本发明的更好理解，并且以更加清楚地示出其可以如何付诸实施，现在将通过示例的方式对以下附图作出参考，其中：

图1a是多模式滤波器的示例的示意性透视图；

图1b是图1a的多模式滤波器的示意性正面视图；

图2是示出用于紧接在多模式滤波器的正面外部的电场和磁场的一种代表性形式的示例的图1a的示例多模式滤波器的示意性透视图；

图3是多模式滤波器的第二示例的示意性透视图；

图4是多模式滤波器的第三示例的示意性透视图；

图5（a）至（d）示出示例多模式谐振器外部和其内的各种场和模式；

图6是并入了输入和输出耦合谐振器的图1的示例多模式滤波器的示意性透视图；

图7是示出如将描述的“电流拥挤”现象的多模式滤波器的示例的示意性透视图；

图8是示出了示例场图案的多模式滤波器的示例的示意视图；

图9是示出了示例场图案的多模式滤波器的另外的示例的示意视图；

图10（a）至（c）是用于多模式滤波器的示例耦合孔布置的示意图；

图11（a）是并入了多模式滤波器的双工通信系统的示例的示意图；

图11（b）是图11（a）的多模式滤波器的频率响应的示例的示意图；

图12是使用多个谐振器主体来提供用于发射和接收信道的滤波的多模式滤波器的示例的示意性透视图；

图13（a）是并入了输入和输出耦合探针的示例多模式滤波器的示意性透视图；

图13（b）是示出并入了输入和输出耦合探针的图13（a）的示例多模式滤波器的侧视图的示意图；

图14（a）是利用基于探针的激励的谐振器的示例的示意性透视图；

图14（b）是示出谐振器内的各种场和模式的多模式滤波器的示例的示意性透视图；

图14（c）是示出谐振器内的示例场取向的示例多模式谐振器的示意性透视图；

图15是示出多模式滤波器的另外的示例的示意性透视图；

图16是示出多模式滤波器的另外的示例的示意性透视图。

具体实施方式

现在将参照图1a和1b描述多模式滤波器的示例。

本发明的基础在于使用特定类型的耦合孔将信号耦合到多模式谐振器中和从多模式谐振器耦合出去，而在该谐振器内同时激励两个或更多模式（或从其耦合能量）。

在该示例中，滤波器100包括封装在金属化层（为了清楚起见而未示出）中的谐振器主体110。至少两个孔形成在金属化层中：输入耦合孔120和输出耦合孔130。这些孔通过金属化物的缺失而构成，其中谐振器主体的其余部分基本上封装在其金属化层中。孔120和130可以通过例如化学或机械地蚀刻围绕谐振器主体110的金属化物以移除金属化物并且从而形成一个或多个孔来形成。一个或多个孔还可以通过其它手段形成，诸如产生以孔的形状的掩模，将所述掩模暂时地附着到谐振器主体表面上的所要求的位置，跨谐振器主体的基本上全部表面区域而喷射或以其它方式沉积导电层（“金属化层”）并且然后从谐振器主体移除掩模以在金属化物中留下孔。

随后将用于限定多模式谐振器110内的各种模式的名称和取向的轴的取向由轴线图140限定。

图1b示出包含输入孔120的谐振器主体110的面的视图。输入孔120被示出为通过图1（a）中所示的谐振器主体110的端面（如所示）的表面上的金属化物（metallisation）150的缺失形成。

在该示例中，输入孔120被示出为由金属化物150中的两个正交槽121和122组成。这两个正交槽121和122被示出为在谐振器主体的正面的左上角相遇，以形成单个连续孔120。以上描述的实施例仅仅是与本发明一致的大量可能实施例中的一个。以下将提供另外的示例，其中使用多个分离槽孔并且其中所述槽孔不相遇或者在沿其长度的不同位置处相遇，例如在半路上，从而形成交叉。

提供两个耦合孔：一个用于将RF能量耦合到谐振器中并且一个用于从谐振器往回将RF能量耦合出，例如在每一种情况中去往或来自另外的谐振器。另外的谐振器可以是例如单模式谐振器。这些孔分别激励谐振器结构可以支持的简单（主）模式中的两个或更多或者从其耦合能量。可以被支持的模式数目进而很大程度上由谐振器的形状规定，尽管立方体和矩形体谐振器是主要本公开中考虑的那些，从而在立方体的情况中支持多达三个（简单、非退化（non-degenerate））模式，并且在2:2:1比例矩形体的情况中支持多达四个（简单、非退化）模式。其它谐振器形状和这样的形状可以支持的模式数目也是可能的。

通过示例的方式，图1（a）示出矩形体电介质谐振器主体110；对于谐振器主体而言，许多其它形状是可能的，而同时仍支持多个模式。用于谐振器主体的这样的形状的示例包括但不限于：球体、棱柱、棱锥、锥体、圆柱和多边形突出。在立方体或其它矩形体的情况中，每一个面的中心也是相应面的形心。

典型地，谐振器主体110包括具有合适介电属性的电介质材料的固体并且更典型地由其制造。在一个示例中，谐振器主体是陶瓷材料，尽管这不是必需的并且可以使用可替换材料。此外，主体可以是多层主体，包括例如具有不同介电属性的材料层。在一个示例中，主体可以包括电介质材料的核和不同电介质材料的一个或多个外层。

谐振器主体110通常包括导电材料的外部涂层，典型地称为金属化层；该涂层可以由银制成，尽管可以使用其它材料，诸如金、铜等。导电材料可以施加于主体的一个或多个表面。形成耦合孔的表面区可以不加涂层以允许信号到谐振器主体的耦合。

谐振器主体可以是任何形状，但是一般定义至少两个正交轴，其中耦合孔至少部分地在每一个轴的方向上延伸，以从而提供对多个分离谐振模式的耦合。

在当前示例中，谐振器主体110为矩形体主体，并且因此定义与谐振器主体的表面基本上对齐的三个正交轴，如轴X，Y，Z所示。作为结果，谐振器主体110具有三个主谐振模式，其基本上正交并且与三个正交轴基本上对齐。

矩形体结构是特别有利的，因为它们可以容易且便宜地制造，并且还可以容易装配在一起，例如通过布置相接触的多个谐振器主体，如以下参照图6将描述的那样。矩形体结构典型地具有清楚定义的谐振模式，使得耦合孔布置的配置更加直接。此外，矩形体结构的使用提供平面表面或面180，使得孔可以布置在平行于平面表面180的平面中或者在平面表面180上，其中孔可选地由否则基本上围绕谐振器主体110的金属化物的缺失形成。

多模式电介质谐振器可以从其获得然后可以耦合到多模式谐振器110中并且从而激励谐振器将支持的多个模式中的两个或更多的电场和磁场能量的联接材料和机制是众多的。以下将进一步描述的一个示例将利用一个或多个附加谐振器，其可以是单模式谐振器，以包含所要求的电场和磁场，所述电场和磁场将借助于输入耦合孔120耦合到多模式谐振器中。同样地，输出耦合孔130可以将存储在多模式谐振器110内的电场和磁场中的能量从其模式中的两个或更多耦合到一个或多个输出谐振器中，以用于随后的提取以形成滤波器的输出。

虽然以下将进一步描述与耦合孔120和130相邻而使用输入和输出谐振器作为提供或提取所要求的场的手段，但存在可以通过其提供或提取所要求的场的许多其它机制。一个另外的示例在于使用置于距输入耦合孔120合适距离处的辐射贴片天线结构。适当设计的贴片可以提供与输入耦合孔120紧接相邻的所要求的电场和磁场，使得孔120可以将被包含在这些场中的能量同时耦合到多模式谐振器主体110内的多个模式中。

同样地，诸如沉积或喷涂到谐振器主体110上的一个之类的金属化的薄层的使用仅仅是金属化可以采取的形式的一个示例。另外的示例将是紧密围绕谐振器主体110的金属盒。又一示例可以是薄金属片或箔到谐振器主体110的面的附着，其在所要求的位置中具有预切割的孔，如以上在金属化层的示例中所描述的那样。

在一些场景中，单个谐振器主体不能提供适宜的性能，例如，在带外信号的衰减方面。在该情况中，滤波器的性能可以通过提供串联布置的两个或更多谐振器主体来改进以从而实现较高性能的滤波器。

在一个示例中，这可以通过提供彼此接触的两个谐振器主体来实现，其中在例如主体接触的谐振器主体的银涂层中提供一个或多个孔。这允许存在于第一立方体中的电场和磁场激励或感生相邻立方体内的所要求的场和模式，使得谐振器主体可以从另一谐振器主体接收信号或者向另一谐振器主体提供信号。

图2示出当图6中示出为190的形式的矩形体单模式输入谐振器被用于包含将耦合到多模式谐振器主体110中的场时典型地紧接着存在于谐振器主体外部的电场（E场）170和磁场（H场）160的形式；E场被示出为由虚线环标识的箭头170的群组。用于所要求的E和H场的可替换源是可能的，诸如以上描述的贴片天线结构，并且这些可以生成与图2中所示的那些不同形状的E和H场，然而，当考虑图6中示出为190的形式的单模式输入谐振器时，将能量从这些不同形状的场耦合到多模式谐振器中的原理与以下将描述的相同。

现在可以在图2的帮助下将输入耦合孔120的操作描述如下。以与谐振器的外部正面180紧接相邻而存在的电（E）和磁（H）场的形式的电磁能量可以以两种方式经由孔120耦合到谐振器中。电磁能量的电场（E场）部分辐射通过孔120，如E场方向箭头170所示。基于图2中所示的轴定义140，E场辐射将主要耦合到谐振器内的X模式。

靠近面的边缘的H场被示出为准方形，如H场箭头160的两个集合所指示，尽管其典型地越靠近面的中心越变得圆和更弱，如所示。H场将典型地在靠近谐振器面180的边缘处最大并且在谐振器面180的中心和谐振器面180的拐角二者处最小或为零。这是为何H场被示出为具有圆化而不是方形或直角拐角的原因。H场160将典型地经由两个正交孔部分121和122耦合到可以由图2中所示的形状所支持的多达三个模式：X，Y和Z。孔部分121将主要耦合到X和Y模式，而孔部分122将主要耦合到X和Z模式。从图2可以看到，循环的H场160具有平行于谐振器面180的最上边缘存在的强水平分量。该强水平H场分量平行于水平（上部）孔部分122而延伸；如所示，在所示孔定位的情况下，该分量在孔122的上边缘的中心处于其最大。基于图2中所示的轴定义140，该强水平分量将典型地最有效地耦合到谐振器内的Z模式。此外，其还将通过两个机制典型地强耦合到X模式：H场耦合，以及通过孔的E场耦合，如E场方向箭头170所示。这两个机制与彼此相对并且通常合期望的是最小化到X模式的E场耦合分量并且尽可能依赖于耦合到X模式的H场分量，以便实现所期望的程度的X模式耦合。以下将参照图3描述用于实现该目标的一种机制，尽管其它选项是可能的。

再次，参照图2，清楚的是循环H场还具有平行于竖直（左手）孔部分121的强分量；在所示的孔定位的情况下，该分量将再次在孔部分121的上边缘的中心处于其最大。基于图2中所示的轴定义140，该强竖直分量将最有效地耦合到谐振器内的Y模式。此外，其还将通过之前描述的两种机制强耦合到X模式：H场耦合，和通过并入了孔部分121的整个孔120的E场耦合，如通过E场方向箭头170所示。这两种机制再次彼此相对并且通常合期望的是最小化到X模式的E场耦合分量并且尽可能依赖于H场分量，以便实现所期望的程度的X模式耦合。

通过控制孔的两个部分（即水平和竖直部分122和121）的长度、宽度和定位来控制每一个模式中获得的耦合水平是可能的。同样地，改变孔部分的一个或二者相对于矩形体的边缘的角度也将会对所实现的耦合强度有影响；在所示的E和H场以及多模式谐振器形状110的情况下，变更孔部分121或122中的一个相对于谐振器的面180的边缘的角度，而同时保持另一孔部分固定将会典型地分别减少去往Z或Y模式的耦合量，其中当相关孔区段（121或122）的角度与其最近的边缘达到45度时，实现到相关模式的最小量的耦合。超过该点，将会典型地增加到其它模式的耦合；换言之，最初意图例如强耦合到Y模式的孔部分然后将会更强地耦合到Z模式。还将会增加去往X模式的E场耦合的量，因为孔区段121和122的一部分现在将更靠近谐振器的面180的中心，其中E场处于其最强。作为一般原理，在相对于谐振器面180的中心和边缘的给定孔定位处，更短、更窄的孔在关于电场或磁场或二者正确取向时将减少所实现的电场或磁场耦合或二者的量，而更长、更宽的孔将增加它。同样地，基于H场在孔或孔部分的方向上的分解的矢量分量，变更耦合孔或孔部分相对于H场的方向的角度将变更到相关模式（Y或Z）的耦合程度。

现在考虑存在于照射器（例如图6的输入单模式谐振器190）内的任意形状的E和H场的一般情况，所述照射器与任意形状的多模式谐振器相邻定位，其中这些任意形状的E和H场将经由一个或多个任意形状的耦合孔而耦合到所述多模式谐振器中。术语“照射器”在此用于指可以包含或发射E场、H场或两种类型的场的任何物体、元件等等。多模式谐振器的任意形状将导致在多模式谐振器内被要求以激励存在于所述多模式谐振器内的谐振器模式（例如X、Y和Z模式）的任意形状的场取向。在该示例中，多模式谐振器和照射器二者的场取向在确定所实现的耦合程度方面同等重要。同样地，一个或多个耦合孔的形状、尺寸和取向也是重要的。

可以如下解释关系。照射器包含一个或多个模式，每一个具有其自己的场图案。耦合孔的集合也具有一系列模式，再次，每一个具有其自己的场图案。最后，任意形状的多模式谐振器也具有其自己的模式和其自己的场图案。从给定照射器模式到给定孔模式的耦合将通过在照射器和孔场图案之间的重叠程度确定。同样地，从给定耦合孔模式到给定多模式谐振器模式的耦合将通过在孔与多模式谐振器场图案之间的重叠给定。从给定照射器模式到给定多模式谐振器模式的耦合将因而是通过所有孔模式的耦合的相量和。这样的结果是，是与孔对齐并且然后与谐振器模式的矢量分量对齐的H场的矢量分量连同孔尺寸而确定耦合的强度的。如果所有矢量对齐，则一般将发生强耦合；同样地，如果存在未对齐，例如由于一个或多个孔未与照射器或谐振器场水平或竖直对齐，则耦合的程度将降低。另外，如果一个或多个孔虽然处于完美矢量对齐但在所述矢量对齐的方向上减小尺寸，则耦合的程度也将典型地降低。在E场的情况中，主要是孔的横截面面积及其在谐振器110的面180上的位置在确定耦合强度方面是重要的。以此方式，可能的是细致地控制到多模式谐振器内的各种模式的耦合程度并且因此细致地控制所得到的滤波器的通带和阻带特性。

由E场方向箭头170和H场箭头160指示的图2中所示的E场和H场照射是基于将通过单模式电介质谐振器190与谐振器的第一面180紧接相邻的放置而实现的那些，如图6中所示。注意到，图6还示出施加在第一谐振器面180上的金属化物150以及还有施加在第二谐振器面220上的金属化物210，但是省略围绕多模式谐振器110以及输入单模式谐振器190和输出单模式谐振器200的所有其它金属化物。以下将更加详细地讨论图6。清楚地，谐振器面180的照射的其它方法是可能的。示例包括但不限于：第二多模式谐振器（无论是否在其内激励多个模式）与谐振器面180紧接相邻地放置或附连，天线辐射结构，诸如贴片天线结构，其可以与谐振器面180紧接相邻地或者距谐振器面180某个距离地或者在其间的任何位置处被放置以及与谐振器面180紧接相邻地放置的条带状线或微条带传输线或谐振器。尽管这些将会生成针对E和H场的与图2中的参考标号160和170指示的那些不同的场图案（例如，H场可能不再是准方形的），它们不有损于本发明的基本概念，即允许H场的水平和竖直分量和E场的很大程度上独立的“采样”以细致设计的方式发生，这利用一个或多个孔的正交方位，其中一个或多个孔被设计成具有与多模式谐振器110的适当模式的场和照射器的那些对齐的要素。

总结来说，经由一个或多个孔部分121和122获得从谐振器面180的外侧紧接着存在的H场到谐振器主体110中的良好耦合所需的主要但不是仅有因素为：

1.在耦合孔部分（例如图2中的孔部分121或122）与要激励的立方体模式的H场之间的紧密矢量对齐。例如，水平槽将提供对Z模式的良好激励和对Y模式的很少激励，其中模式如图2中的定义的140。

2.相关方向上的耦合孔的可感知延伸（例如在Z模式的情况中，水平方向）。

3.基于谐振器主体110的内侧和外侧二者的与谐振器面180紧接相邻地存在的场，耦合孔120在其中H场的场强最高的区中的放置。当考虑谐振器主体110的外侧的场时，这样的场可以例如被包含在单模式输入谐振器190内，图6中所示。

虽然如以上关于图1和图2描述的将单个连续的孔120用于激励多模式谐振器110中的多个模式的方法将令人满意地工作，但是其可能具有多个缺点：

首先，其可能干扰通过耦合孔被蚀刻到其中的涂敷多模式谐振器110的面180的金属化物的自然电流流动。该电流流动740将典型地从面180的中心线性进行到面180的四个边缘，如图8中所示，这将在以下进一步讨论。

对该问题的一个有利的解决方案是利用例如图8中的孔子段721a、721b、721c的多个孔子段和例如图8中的730的在孔子段之间的相关联的“间隙”，以提供到多模式谐振器110中的多个模式的所要求的耦合程度，同时最小化对金属化物（为了清楚起见在图8中未示出，但是在类似的图14（b）中示出）中的电流流动740的干扰。相比之下，当使用如图7中所示的单个连续孔时，金属化物中的电流流动可能被约束到利用一个或多个狭窄路径流动到边缘，并且因而到围绕多模式谐振器的金属化物的其余部分。电流流动600的干扰（或“拥挤”）可以造成由于围绕谐振器的金属化物的有限电阻率所致的增加的损耗并且结果造成对于完整滤波器的增加的插入损耗。插入损耗是例如大多数收发器双工器应用中的关键参数，因为其直接影响到达被连接到收发器的天线、并且因而从被连接到收发器的天线所辐射的发射器输出功率的量。滤波器插入损耗还负面地影响接收器噪声因数和灵敏度以及总体收发器功率效率；在后一种情况中，很大程度上是由于其对发射信号损耗和因而从天线辐射的RF输出功率的影响。

第二个优点在于至少部分地由一个或多个孔产生的模式旋转在不包括诸如图8中所示的730之类的孔中的间隙的情况下很可能更严重。这意味着在多模式谐振器内激励的模式的控制的正交性（其至少部分地基于孔尺寸、形状及其在多模式谐振器的一个或多个面上的位置的设计）将典型地较为欠佳。换言之，当设计滤波器时，主要激励特定模式（例如Y模式）的特定孔取向（例如水平）的使用将不太有效——其还将典型地以难以直观预测的方式提供对一个或多个其它模式的不想要的激励。这可以因而增加设计时间和用于滤波器的成本。

参照图3和图4，基于每个取向双孔部分的使用，现在可以将以上原理进一步说明如下，其中为了简单起见仅考虑水平取向。图3和图4图示了孔定位的使用以便将与谐振器的面180紧接相邻地但是在谐振器主体110的外侧存在的H场的较大或较少量耦合到存在于多模式谐振器主体110内的适当模式。图3示出双孔子段122a和122b，其可以一起执行与图2中的孔部分122类似的功能。在图3中，孔子段122a和122b靠近谐振器面180的上边缘放置。在图4中，孔子段122a和122b比它们对于谐振器面180的上边缘更靠近该面的左和右手侧边缘而放置。

在这两幅图中图示的情况中，意图主要耦合到的是存在于多模式谐振器主体110内的Z模式，因为孔子段122a和122b水平取向。此外，到X模式的显著耦合也将发生，然而情况将典型地是这样，不管图2的孔部分121和122或图3和图4的孔子段122a和122b的取向如何，只要它们保持在谐振器面180上的一个或多个相同位置中即可。

在图3中，孔子段122a和122b被示出为相对紧密间隔并且还相对靠近谐振器面180的顶部。在该位置中，可以看到它们将很好地耦合到H场箭头160指示的H场的强水平分量，其靠近谐振器面180的顶部存在。H场箭头160在与孔子段122a和122b相同的取向上矢量地对齐并且从而将典型地发生到存在于多模式谐振器主体110内的Z模式的强耦合。

在图4中，孔子段122a和122b现在定位成离得更远并且还在多模式谐振器主体110的面180往下更低。如H场箭头160指明的H场的水平分量现在较小（相比之下，竖直分量现在较大）并且因此将发生到Z模式的H场耦合的减少的量。然而，相反地，如果孔子段122a和122b保持在与图4中所示的谐振器主体110的面180上的相同位置，但是每一个单独地旋转通过90度，则它们于是将典型地提供从紧接着存在于谐振器主体110的面180前方的H场到Y模式的强耦合大小，尽管由于孔子段122a和122b的位置处的相反场方向，耦合将典型地具有相反符号，并且可能因而很大程度上或完全彼此抵消。

注意到，虽然在图3和图4二者中示出两个分离的孔子段，但是相同的论证将适用于例如图2中的孔部分122那样的单个孔；孔部分122可以被认为是包含图3的短“槽”122a和122b二者的长“槽”。从耦合的角度来看，单个孔部分122与两个孔子段122a和122b的使用之间的主要差异在于与利用两个孔子段122a和122b将实现的相比通过使用单个孔部分122将典型地实现更大程度的E场耦合，假定孔子段122a和122b所占据的总长度和总孔面积分别小于孔部分122的总长度和总孔面积。该增加的程度的E场耦合由于孔部分的增加的可使用面积以及还由更靠近面的中心存在并且将典型地通过孔部分122的中心区段来耦合的更强E场引起。这样的大量E场耦合通常是不合期望的，特别是在添加到可以由竖直布置以主要耦合到Y模式的孔子段的类似对引起的E场耦合时，所述孔子段的类似对诸如图10（a）中的孔312a和312b，其在以下将更加详细地进行讨论。

关于使用一个或多个孔部分或孔子段可以实现的E场耦合的程度，存在影响这一点的一系列因素。这些包括但不限于：

1.基于与谐振器的面180紧接相邻地但是在谐振器主体110外侧存在的E场，耦合孔在其中E场强度最高的区中的放置。在该情况中，E场耦合将典型地靠近谐振器主体110的面180的中心或在该中心处最强。

2.耦合孔120的大横截面面积的提供，其具有在对应于与谐振器主体110的面180紧接相邻地存在的E场强度的形状的水平和竖直方向二者上的延伸。例如，被置于谐振器主体110的面180的中心处的圆形或方形孔当采用单模式输入谐振器190时，如图6中所示，将典型地导致发生在谐振器主体110中的大量E场耦合。

值得强调的点是，关于孔定位及其对耦合强度的影响，对于E场，存在与针对H场已经讨论（上文中）的几乎相似的情形。在图6中所示的示例架构的情况中，当考虑H场时，靠近板的面的边缘而定位（多个）孔典型地导致所实现的最大水平的耦合，假定子孔121和122适当取向以匹配该位置处的期望的场方向。在E场的情况中，靠近多模式谐振器主体110的面180的中心而定位一个或多个孔导致最大水平的耦合。在该情况中，一个或多个孔的取向很大程度上不重要。孔的形状现在有更大相关性，其中圆形形状典型地提供相对于耦合孔占据的区域的最大量的耦合，而同时移除最小量的金属化物并且因而对滤波器中的电阻损耗具有最小影响。

图5图示了特定示例以便强调本发明的一般原理。图5（a）至（d）示出包括四个水平取向的窄孔511a，511b，512a，512b和位于多模式谐振器的输入面180的中心处的单个圆形孔520的示例耦合孔布置。图5（a）图示了假定存在于多模式谐振器的输入面180外侧但是与其紧接相邻的场分布。该场分布具有可以存在于单模式输入谐振器内的形式，如之前所讨论的那样。在图5（a）中，H场借助于粗略地在顺时针方向上循环的具有箭头的实线160示出。同样地，E场借助于小叉示出——这些用于指示E场粗略地垂直于页面而定向，近似地对着页面中。应当指出的是，叉的密度在谐振器的面180的中心处比其朝向面的边缘更大。同样地，H场线朝向面180的外侧边缘的较大浓度和朝向面180的中心的较低浓度示出：典型的H场分布是使得较强H场通常更接近边缘存在并且较低H场强度通常更靠近中心存在。

图5（b）至（d）现在示出对于可以存在于立方体形状的谐振器中的三个模式，如果这样的谐振器被适当激励，在多模式谐振器内侧紧接着（换言之，与该谐振器的输入面180的内侧紧接相邻着）存在的场图案。基于图5（a）中所示的激励，图5（b）示出针对多模式谐振器内的X模式的典型场图案。可以看到，X模式场图案类似于图5（a）中所示的激励场图案。X模式的E场在粗略对着页面中的方向上指离输入耦合孔511a，511b，512a，512b。这是x方向，如该图中同样示出的轴所指示的那样。

图5（c）示出针对多模式谐振器内的Y模式的典型场图案。可以看到，对于E和H场分量二者，Y模式场图案相当大地不同于图5（a）中所示的激励场图案。在该面上的Y模式的E场非常小。多模式谐振器的中心的Y模式的E场大并且从左向右传播，在如该图中同样示出的轴指示的Y方向上。通过使用实心箭头，H场被示出为从图的底部向顶部传播。

最后，图5（d）示出针对多模式谐振器内的Z模式的典型场图案。可以看到，对于E和H场分量二者，Z模式场图案同样相当大地不同于图5（a）中所示的激励场图案。Z模式的E场在如该图中同样示出的轴指示的Z方向上从图的底部向顶部传播，然而由于其典型地在多模式谐振器的面处是小的或者为零，因此在该图中未示出；其将如以上描述的那样存在于多模式谐振器的中心处。通过使用实心箭头，H场被示出为从左向右传播。应当指出的是，出于说明性目的而示出E和H场的绝对方向并且在与所示的那些相反的方向上取向的场图案也是可能的。

基于图5中所示的示例场图案，可能提供典型地可以利用该图中所示的耦合孔布置实现的相对耦合强度的近似指示。以下在表1中提供这样的指示性总结。具体地，这示出在仅使用狭窄、水平取向的耦合孔（或“槽”）加上中心、圆形耦合孔时可以实现的耦合。在典型的三模式滤波器中，例如，还包括竖直取向的耦合孔以提供到Y模式的强H场耦合将是正常的；当使用水平孔没有竖直孔并且假定任何中心孔完美地位于中心并且完美地对称时，则将典型地发生最小或没有Y模式耦合。

表1假定具有基本上方形横截面的单模式矩形体谐振器用于借助于定位在其基本上方形的面中的孔而激励立方体多模式谐振器；两个谐振器在其对接的表面上具有图5（a）至（d）中所示的孔图案。利用这样的布置和用于单模式矩形体输入谐振器的合适激励设备，例如探针，则可以预期类似于图5（a）至（e）中所示的那些的场图案。

表1。

可以如下解释表1。第一谐振器（在该情况中单模式输入谐振器）将典型地在例如利用探针馈送时仅在其X模式中谐振。该单个（X）模式将借助于其E和H场二者耦合到多模式谐振器可以支持的多个模式，如表1的竖直列所强调的那样。根据图5（a）中所示的方案对耦合孔进行编号，因此例如孔511a和511b是该图中的上部两个孔。取这些作为示例，从表1可以看到，输入单模式谐振器中存在的E场可以经由孔511a和511b、以“正”耦合而弱耦合到多模式谐振器的X模式。同样地，存在于输入单模式谐振器中的H场可以经由孔511a和511b、以“负”耦合而强耦合到多模式谐振器的X模式。仅基于两个耦合孔511a和511b，来自由存在于单模式谐振器中的E场产生的弱“正”耦合和由存在于单模式谐振器中的H场产生的强“负”耦合的总体所得耦合是相当强的负耦合。对多模式谐振器中存在的X模式的另外的贡献还将由孔512a和512b以及还有中心孔520产生。孔512a和512b将实际上进一步加强经由孔511a和511b引起的“负”符号的耦合，然而孔520将利用强“正”耦合的添加而抵消这个。到X模式的所得总体耦合将因此取决于来自孔520的该正耦合被设计成多强。如果没有中心耦合孔520存在，或者该孔是小的，则经由孔511a，511b，512a和512b的H场耦合将是主导；另一方面，如果孔520是大的，则其可以主导到X模式的耦合。最终的结果是取决于要实现的特定滤波器规范的设计选择的问题。

以相同的方式，现在考虑多模式谐振器内的Z模式，孔511a和511b将生成到该模式的强负耦合并且孔512a和512b将生成到该模式的强正耦合。如图5（a）中所绘制的，其中示出粗略相等尺寸的孔，这些贡献因此可以粗略地彼此抵消掉并且很可能仅仅出现到Z模式的弱或零耦合。在典型的实际设计中，一个或多个孔将典型地相对于其余的在尺寸方面减小，或者一个或多个孔可以被完全消除，以便确保发生某个所得耦合。因此，例如，可以使得孔512a和512b比孔511a和511b更小，使得它们的耦合贡献被削弱，从而允许来自孔511a和511b的耦合贡献起主导。

值得指出的是，表1中所示的零（“0”）条目说明以下事实：非常微小水平的耦合很可能由引起该特定条目的情况的相关组合产生；零（“0”）条目不一定暗示通过引起该特定零条目的情况的相关组合没有激励（无论是什么）将发生于该模式。

如以上已经简要描述的，图6图示了将输入单模式谐振器190和输出单模式谐振器200添加到多模式谐振器110。输入单模式谐振器190典型地附连到多模式谐振器110的正面180。输出单模式谐振器200典型地附连到多模式谐振器110的背面230。输入单模式谐振器190和输出单模式谐振器200典型地由电介质材料形成。所使用的电介质材料可以是与用于制作多模式谐振器主体110相同的电介质材料或者其可以是不同的电介质材料。用于制作输入单模式谐振器190的电介质材料可以是与用于制作输出单模式谐振器200的不同的电介质材料。输入单模式谐振器190和输出单模式谐振器200二者典型地分别基本上以金属化层而被涂敷，除了孔区域120和130，其上移除金属化物或者在金属化过程期间其内未放置金属化物。图6借助于交叉影线清楚地示出其上多模式谐振器主体110的输入面180上的金属化物150延伸的区域和其上不存在金属化物的孔的区域120。注意到，典型地施加于多模式谐振器主体110的其余表面、输入谐振器190的表面和输出谐振器200的表面的金属化物的其余部分为了清楚起见而从图6省略。对此的仅有例外是金属化物210再次借助于交叉影线而被示出在多模式谐振器主体110的输出面230的表面上。还通过不存在交叉影线而示出其上不存在金属化物的孔的区域130。

向三模式谐振器主体110的输入和输出面180,230添加单模式谐振器190,200的一个目的是包含电磁场，例如图2中针对输入单模式谐振器190所示的H场160和E场170，其然后可以耦合到多模式谐振器主体110中，或者其在输出单模式谐振器200的情况中已经从多模式谐振器主体110提取。

单模式谐振器190,200可以被供给有射频信号或者可以使射频信号以各种方式从它们中被提取，这在图6中未示出，然而稍后将参照图13描述一个示例架构和方法。可以供给或提取射频信号所用的手段包括但不限于：触碰最外表面或分别穿透输入单模式谐振器190或输出单模式谐振器200的图6中的最外表面240,250的探针，位于一个或多个合适位置以向单模式谐振器190,200提供所要求的一个或多个电磁场或者从单模式谐振器190,200提取所要求的一个或多个电磁场的单个或多个贴片或贴片天线，以及单个或多个导电环路，其再次位于一个或多个合适位置中以向单模式谐振器190,200提供所要求的一个或多个电磁场或者从单模式谐振器190,200提取所要求的一个或多个电磁场。

输入和输出单模式谐振器190,200还以与多模式谐振器主体110相同的方式基本上以金属涂层而被覆盖，并且还具有其内基本上不存在金属化物的孔，其在尺寸和位置二者方面典型地对应于多模式谐振器主体110上的涂层中的孔。输入和输出单模式谐振器190,200以图6中所示的位置而与多模式谐振器主体110直接或间接电接触并且典型地还机械附连到所述多模式谐振器主体110——也就是说，单模式和多模式谐振器的外侧上的金属化层典型地跨其公共表面区域的基本上全部而电连接在一起。这样的连接可以通过例如焊接制成，尽管存在许多其它的导电接合选项。

在单模式和相邻的多模式谐振器二者中的孔120,130典型地在形状、尺寸和谐振器的相关面上的定位方面基本上等同，使得它们在本质上形成单个孔，其中当谐振器在那些相关面处接合在一起时，所述单个孔具有与存在于谐振器的相关面上的任一孔基本上等同的形状。然而，可能仅向单个表面（输入单模式谐振器的输出面或多模式谐振器的输入面）施加金属化物，具有并入到该单个金属化层中的一个或多个孔并且然后将该金属化表面接合到相邻的谐振器，所述相邻的谐振器可以具有作为其接合面的未经金属化的表面，其中该谐振器的其余部分被金属化。然而，在该构造方法的情况下需要小心以确保接合材料（例如胶合剂）基本上具有均匀的厚度。典型地，除了输入和输出连接器、探针或孔之外，例如在输入和输出单模式谐振器190,200和多模式谐振器主体110二者的顶部、底部和两侧上还要求两个谐振器上的金属化物之间的分离电连接，以在实际上形成围绕整个滤波器结构的连续金属化物。

注意到，以上使用的术语“基本上等同”意图包括其中故意使得一个孔略微大于邻接（面对）的孔以便简化两个孔的对齐并且从而避免两个孔之间的未对齐问题的情况。

图7示出图1的耦合布置，其中箭头610的添加指示位于多模式谐振器110的正面180上的金属化物（未示出）中的电流的示例流动，其可以基于针对耦合孔120所示的形状、尺寸和位置来预见。可以看到，电流流动610一般从多模式谐振器110的正面180的中心区指向外边缘。虽然这对于向下朝向底部边缘前进的电流流动以及还有从左向右朝向右手边缘前进的那些显然是直接了当的，但是这对于需要流动到其它两个边缘的电流而言由于孔的存在而并不如此容易，所述孔通过金属化物的不存在而形成，因此阻碍电流的流动。从图7中的耦合孔120的端部周围延伸的电流流动600可以看到，这些电流倾向于聚集在一起，从而试图配合通过由金属化物形成的比较狭窄的间隙的比较大的电流。金属化物的电阻率意味着在该区中很可能出现比从由流动到多模式谐振器110的正面180的下边缘和右手边缘的电流箭头610的主要主体指示的大部分未受阻碍的电流流动中将典型出现的大得多的电阻损耗。

电流的这种聚集通常称为“电流拥挤”并且造成出现在滤波器中的增加的电阻损耗，如刚才描述的那样。这些增加的损耗是不合期望的并且因此采用不同形式的孔结构和布局是有利的，以便实现到多模式谐振器内的所有模式的强耦合以及还有针对结果得到的滤波器的低插入损耗二者。

图8示出根据本发明的一个实施例的多孔结构。在该图中仅示出多模式谐振器的正面180并且为了清楚而省略了金属化物——仅示出孔721a、721b和721c的轮廓。从该图可以看到，图1和图7的基本直角孔120已经实际上分解成三个分离的孔子段，三个分离的孔子段代表拐角区段721a、水平区段的尖端721b和竖直区段的尖端721c。基本孔配置还是图1和图7中所示的一个的镜像，其基于竖直取向的镜；该改变仅被并入以示出该孔配置的取向相对于基本形状及其在正面180上关于多模式谐振器的该面180的中心和边缘的定位而言是次要的关注点。

原始耦合孔形状120已经被孔子段721a、721b、721c的集合取代，其中在该示例中使用三个，尽管还可以使用更多或更少个。这些孔子段通过包含金属化物的间隙而被分离，所述间隙诸如图8中以虚线轮廓示出的金属化的间隙730。这些金属化间隙事实上可以被认为是出现在相邻子段之间的金属化物中的颈部（neck）。注意到，虚线轮廓仅被示出以指示现在已经被金属化物取代的孔120的部分；该金属化物并不典型地不同于多模式谐振器的正面上的金属化物的其余部分。孔子段721a、721b、721c典型地通过蚀刻或类似的过程形成，其导致金属化物要么被沉积在所要求的区域中并且自不被要求的区域（诸如孔子段）被抑制，要么从不被要求的区域（诸如孔子段）蚀刻掉并且被使得在所要求的区域中大部分未被触碰。

从图8还可以看到，出现在诸如孔子段721a和721b之类的孔子段之间的诸如金属化间隙730之类的金属化间隙允许电流从面180的中心流动到边缘，实际上在任何方向上不受阻碍。这种极大改进的电流流动典型地造成以上描述的电流拥挤问题的大大减少的发生并且结果导致针对完整的多模式滤波器的改进的滤波器插入损耗。

图8中所示的孔子段实际上一般集中在谐振器的耦合面的拐角中，换言之，其横截面面积的多数朝向拐角，而不是多模式谐振器的面180的中心。在该位置中它们对在金属化物内流动的电流将典型地具有最小不利影响，如已经讨论的那样，然而它们仍将典型地提供在其之上促进到与例如多模式谐振器的面180紧接相邻而流动的H场的有用耦合的足够耦合区域。这样的H场可以被包含在输入或输出单模式谐振器（图13中的190,200）内，其可以进而借助于例如探针（图13中的1200）耦合到外部世界。

耦合孔结构内的金属化间隙（例如图8中的730）的放置的目的因此是最小化电流拥挤，而同时实现给定（要求）量的H场耦合。间隙典型地被放置在适合于允许电流自由经过的位置中，只要是可实践的即可；换言之，其中如果没有存在于金属化物中的孔的话电流将会正常经过的位置。将间隙放置在这些位置处（或相反地，不将孔放置在这些位置中）因此最小化对电流的干扰并且因而最小化模式旋转和滤波器损耗二者。

虽然以上讨论集中在出现于单个多模式谐振器的正面180上的孔和子孔，但是相同的论证和相同的耦合孔布置可以使用在多模式谐振器110、任何在先或后续的多模式谐振器或用于输入耦合、输出耦合或多模式谐振器到多模式谐振器耦合的任何单模式谐振器的任何耦合面上（参见例如图15中所示的结构）。相同益处将适用在这些位置和应用中的任一个中。

图9示出可以能够向多模式谐振器中的一个或多个模式提供增加量的耦合而同时仍具有对存在于金属化物中的电阻损耗的最小影响的耦合孔布置的示例。在该图中，耦合孔子段821a、821b、821c已经在孔宽度方面但是不在孔长度方面扩张或“变胖（fatten）”以便增加孔的面积；孔的这种“变胖”，当相比于图8中所示的那些时，通过将原始形状721a、721b、721c示出为虚线轮廓叠加在新的孔821a、821b、821c上来强调。从图9明显的是，应当基本上没有电流拥挤中的增加并且因而基本上没有电阻损耗中的增加由耦合区域中的增加而产生。通过该手段，典型地可能的是控制所实现的到多模式谐振器内的模式的耦合程度，而没有不利地影响滤波器的插入损耗。

图10示出根据本发明的可替换孔形状的非穷举范围，其可以用于到多模式谐振器110的输入耦合、用于从多模式谐振器110的输出耦合或在特定设计中使用两个或更多例如以满足特定需求的滤波器规范的情况下用于多模式谐振器之间的耦合。图10中所示的替换方案为：（a）四个分离孔子段，（b）三个孔子段，形成“断裂直角”，（c）三个孔子段，包括：小交叉，加上两个正交槽，（d）由四个分离的子段形成的“断裂交叉”形状的孔，（e）四个拐角形状的孔。这些可替换孔形状全部使用与以上描述的那些的相同原理进行操作，具有到各种模式的变化的相对程度的耦合。

现在将一起更加详细地讨论图10（a），（b）和（c），因为它们本质上都是相同主题的变型。图10（a）示出以水平取向和竖直取向的“槽”的形式的四个分离的孔子段；这些可以被认为是在操作上类似于图1（b）的孔耦合结构，但是其中孔的一些部分“缺失”；换言之，例如图1中已经被移除以创建孔120的多模式谐振器110的面180上的金属化物的部分现在在图10（a）中存在，从而将原始孔形状分解成较小的孔子段311a，311b，312a，312b并且完全省略一些部分，诸如图1（a）中的输入耦合孔120的左上角。然而，图10（a）中所示的孔形式将以与图1（b）的类似的方式操作，尽管由于被槽占据的较小总面积及其远离谐振器的面180的中心的位置，其将典型地具有到X模式的稍微较低程度的E场耦合。到Y和Z模式的H场耦合的程度也可以减小，然而，这并不典型地在与到X模式的E场耦合的相同的程度上发生，并且这是该孔布置的显著益处。因此可能利用图10（a）的孔布置来提供到Y和Z模式的强H场耦合，连同到X模式的强正H场耦合，而同时最小化到X模式的负E场耦合的量，其作用于部分地抵消由H场引起的到X模式的正耦合。最小化在到X模式的耦合中出现的抵消的程度不仅使得适当程度的X模式激励能够被实现在多模式谐振器中以使得其结合Y和Z模式激励能够满足移动通信工业中适当的许多滤波器规范，其还帮助最小化所得滤波器的在其通带中的插入损耗。

图10（b）现在示出其中图10（a）中的两个孔子段已经被略微移动并且合并以形成“拐角”形状321a的情形。再次，包括321a，321b和321c的该总体孔结构的操作类似于图1中的孔120的操作，但是再次典型地具有比从图1（b）中所示的输入耦合孔120将会获得的更低的到所有模式的E场和H场耦合的水平。其还将典型地展现出与利用图10（a）中所示的孔配置而将会是的情况不同的到多模式谐振器110内支持的各种模式中的至少一些的耦合水平，尽管该差异通常相比于图1和图10（a）中所示的孔形状和尺寸之间的差异将不太明显。例如，当相比于图10（a）中所示的那个时，由于多模式谐振器110的面180上由耦合孔子段321a，321b，321c占据的总横截面面积相对于图10（a）中所示的孔配置的那个的减小，当使用图10（b）中所示的孔配置时，很可能将会存在到X模式的E场耦合的较低水平，从而减小E场可以传播通过的可用面积。

图10（c）实际上示出图10（a）的孔的进一步移位，其现在已经将图10（b）中的“拐角”321a调谐成图10（c）中的小交叉331a。很大程度上由于孔已经移动得更靠近其中H场较弱的面的中心这一事实，相对于当使用图10（a）中所示的耦合孔布置时获得的那个，这将典型地减小到Y和Z模式的H场耦合。

尽管以上的基于孔的耦合的讨论聚焦于特定、主要为直线的孔形状，但是存在许多其它可能的孔形状，其也将会服从与所描述的那些类似的操作原理。合适的孔形状的示例包括但不限于：圆形、方形、椭圆形、三角形、规则多边形、不规则多边形和无定形形状。关键原理为：i）借助于与多模式谐振器相邻但是在其外侧而存在的E场，使得能够实现主要到所述多模式谐振器内的X模式的耦合，其中所获得的耦合程度是基于一个或多个孔区域和所述多模式谐振器的面上的一个或多个孔位置，以及ii）借助于与多模式谐振器相邻但是在其外侧存在的H场，使得能够实现到所述多模式谐振器内的Y和Z模式的耦合，其中所获得的耦合程度是基于一个或多个孔区域和所述多模式谐振器的面上的一个或多个孔位置，其中主要耦合到的模式（Y或Z）是基于一个或多个耦合孔的水平（对于Z模式）或竖直（对于Y模式）范围及它（或它们）相对于所述多模式谐振器的面的中心的位置。

对于滤波设备而言的常见应用是将发射器和接收器连接到公共天线，并且现在将参照图11（a）描述这方面的示例。在该示例中，发射器951经由滤波器900A耦合到天线950，天线950经由第二滤波器900B进一步连接到接收器952。滤波器900A和900B可以例如利用图6中所示的谐振器布置形成，其中添加将能量耦合到输入谐振器190中的合适布置和从输出谐振器200耦合能量的第二布置。用于将能量耦合到输入谐振器190中和从输出谐振器200耦合能量中的任一或二者的合适布置的示例在每一个情况中都将会是使用探针，并且以下结合图13更加详细地描述该方法。

在使用中，图11（a）中所示的布置允许以最小损耗传输功率以从发射器951向天线950传递并且防止功率传递到接收器952。此外，所接收的信号以最小损耗从天线950传递到接收器952。

滤波器的频率响应的示例如图11（b）中所示。在该示例中，接收带（实线）处于较低频率，具有与高频侧上的接收带相邻的零点，而发射带（虚线）在高频侧上，具有较低频率侧上的零点，以提供与接收带重合的高衰减区。从这将领会到的是，将在带之间传递最小信号。将领会到，可以使用其它布置，诸如具有处于比发射通带更高的频率处的接收通带。

将领会到的是，滤波器900A，900B可以以任何合适的方式实现。在一个示例中，每一个滤波器900A和900B包括串联提供的两个谐振器主体，其中四个谐振器主体装配在公共衬底上，如现在将参照图12描述的那样。

在该示例中，多个谐振器主体1010A，1010B，1010C，1010D可以被提供在公共多层衬底1020上，从而提供由谐振器主体1010A，1010B形成的发射滤波器900A和由谐振器主体1010C，1010D形成的接收滤波器900B。

因此，以上描述的布置提供级联双工滤波器布置。然而将领会到的是，可以采用可替换布置，诸如将天线连接到公共谐振器，并且然后将这耦合到接收和发射滤波器二者。该公共谐振器执行与图11（a）中所示的传输线接合点960类似的功能。

图13（a）图示了将信号馈送到输入单模式谐振器190中并且从输出单模式谐振器200提取信号的耦合探针1200,1210的使用。所示的结构类似于图6中所示的那个，然而，在图13的情况中，耦合孔120已经被三个孔子段321a，321b和321c取代。之前已经参照图10（b）描述了这些孔子段连同其操作。图6的输出耦合孔130同样已经被三个子段取代，在图13（a）中所示的透视图中仅可以看到其中的两个；那些为：孔子段322a和322b。

图13（b）图示了图13（a）中所示的滤波器布置的侧视图。可以看到输入耦合探针1200显著穿透到输入单模式谐振器190中；同样地，可以看到输出耦合探针1210显著穿透到输出单模式谐振器200中。用于输入耦合探针1200或输出耦合探针1210的探针穿透程度是设计决定并且取决于滤波器被设计用于的应用中要求的确切滤波器特性。穿透深度范围从完全没有穿透（其中探针仅仅触碰例如输入单模式谐振器190的外面）到完全穿透（其中探针延伸至多模式谐振器110的正面，所述正面可以或者可以不被金属化，这例如是由于输入耦合孔1220的位置）。类似的情形存在于滤波器的输出端处，对于输出单模式谐振器200内的输出耦合探针1210的穿透深度而言。在此，再次，输出耦合孔1230可以位于多模式谐振器110的输出面1250上的中心或外围或者二者处，这意味着完全穿透的探针可以或者可以不接触围绕多模式谐振器110的金属化物。

如以上已经简要讨论的，输入单模式谐振器190和输出单模式谐振器200操作成将输入耦合探针1200生成的主要为E场从大部分为E场发射变换成E和H场结构，其然后可以进而用于同时激励多模式谐振器110的两个或更多模式。该情形图示在图14中。

这些是对于在基于多模式谐振器的滤波器结构中使用单模式谐振器连同探针或另一合适的场激励机制（诸如贴片或环路）作为用于同时激励多个模式或从多个模式提取能量的手段的两个关键优点：

1.单模式谐振器的添加使得自身不能够同时激励多个模式的输入信号连接机制或耦合结构（在该情况中，探针）能够用于在多模式谐振器中同时激励多个模式，而不求助于附加的措施，诸如向多模式谐振器添加缺陷。

2.添加单模式谐振器提供附加的滤波以帮助例如从带积（bandproduct）中移出或者改进与想要的通带紧接相邻的截止性能。在两个添加的单模式谐振器的情况中，一个在到系统的输入端处并且一个在输出端处，两个单模式滤波器实际上被添加到现有的三模式滤波器。这些可以显著改进总体滤波性能。

值得注意的是，图13（a）（以及还有图6）描绘了输入和输出单模式谐振器190,200，其小于（即薄于）多模式谐振器110。该描绘是有意为之的，因为单模式谐振器的厚度在实现良好的总体滤波器规范中典型地是重要的设计参数。

输入和输出单模式谐振器将典型地拥有想要的和不想要的谐振二者并且重要的是将一个或多个不想要的谐振放置在其中它们可以被简单地减小或移除并且在实现其移除中具有最小附加损耗的引入的频率处。实现该目标的一种方式是确保输入谐振器的如图13（a）中定义的厚度或X维度比方说被设计使得该谐振器的前两个谐振模式布置如下：第一谐振模式被放置在总体滤波器的想要的通带内；以此方式其可以提供如以上讨论的附加的、有用的滤波。作为将所述第一个放置在滤波器通带内的结果，第二谐振模式然后典型地位于通带的第一谐波处，即在通带频率的两倍处。因此，例如，具有被设计成处于1.8GHz处的通带中心频率的滤波器将具有由输入谐振器产生的近似以3.6GHz的不想要的谐振并且因而在阻带衰减中的不想要的减小。该不想要的谐振然后可以借助于分离、级联的滤波器来被减小或移除，所述滤波器可以以低通、带通或陷波滤波器的形式。

注意到，与关于输入谐振器的以上描述的情形类似的情形针对输出谐振器同样存在，并且其也将因此典型地比多模式谐振器所将是的更薄，即在X维度上更小，并且其可以具有与输入谐振器相同的尺寸。

在输入和输出谐振器二者的想要的和虚假的谐振之间提供宽分隔的以上讨论的能力是相对于被设计成在多模式谐振器内同时激励多个模式的可替换的基于导电轨道的耦合结构的优点。在基于导电轨道的耦合结构的情况中，一般不合期望的是将第一谐振模式放置在总体滤波器的通带内，因为该第一谐振模式的Q将相对欠佳并且结果其将使总体滤波器的一些或全部通带特性降级。如利用输入或输入谐振腔的情况，其将不提供有用的附加滤波，事实上情况将刚好相反。因此将基于轨道的耦合结构的第一谐振模式放置在滤波器通带以下典型地是必要的并且第二谐振模式将因此典型地出现在通带以上。尽管可能借助于例如附加的带通滤波器来减小或移除这些附加虚假谐振，但是这样的滤波器将需要具有良好的滚降性能特性并且因此将典型地在总体滤波器的通带中引入过度的不想要的损耗。本发明的一个目的是实现低损耗、高性能的滤波器并且因此这样的附加损耗一般是不可接受的。

图14（a）示出其中输入耦合探针1200直接插入到电介质填充的、外部金属化的腔体110中的情形，所述腔体110基于其形状、尺寸和构造它的材料通常将能够同时支持多个模式。然而，在该情况中，不使用输入单模式谐振器（探针直接插入到能够多模式的腔体中）并且没有缺陷施加于腔体，诸如强加在电介质材料上的孔洞或切角。换言之，期望在两个或更多模式中谐振并且具有适合于支持这样的模式多样性的形状的腔体110在没有另外的帮助的情况下试图由探针1200直接激励。在该情况中，探针基本上生成E场；这并不令人吃惊，因为其主要特性是E场发射设备的。该E场然后将激励主谐振器中的单个模式——在如图14（a）中定义的轴的情况下，这是X模式。在不使用主谐振器中的附加缺陷的情况下，诸如从矩形体谐振器形状铣掉的拐角、在细致设计的位置处插入到谐振器中的附加的、未经驱动的探针或螺钉或一些其它手段，对于探针而言典型地不可能激励其它两个模式Y或Z中任一个中的显著（即从高性能滤波角度来看，有用的）谐振。注意到，在图14（a）中，来自探针远端的E场发射以指示性方式示出并且不意图作为由探针生成的精确E场的准确表示。还注意到，假定谐振器腔体110将在所有表面上被金属化，除了可能地围绕输入探针1200的小区域之外，这取决于其设计，尽管这样的金属化物为了清楚起见而从图14（a）省略。

图14（b）示出其中现在将输入耦合探针1200插入到单模式电介质谐振器190中的情形，所述单模式电介质谐振器190进而通过一些手段耦合到多模式谐振器110；该手段在图14（b）的情况中为孔，尽管存在其它可能性，诸如蚀刻的轨道、贴片和其它结构。注意到在该图中，如图14（a）中那样，仅示出输入耦合机制——典型的实际滤波器设计还将要求分离的输出耦合机制，如例如图13中所示。

图14（b）详细图示了存在于设计内的主要场、电流和所激励的模式，尽管为了帮助清楚起见而没有示出所有场。注意到，所示的场仅仅是代表性的，并且不准确地传达多模式谐振器内的场的形状；该图意图示出模式的相对方向而不是其形状。例如，存在于谐振器内的E场对于其中E场平行于壁的模式而言在谐振器的金属化壁处将落至最小值并且理想地为零。单模式谐振腔190从输入探针生成的E场取得能量并且这主要激励腔体内的单个谐振模式；在所示布置的情况下，这将典型地为单模式谐振腔190的X模式。该模式将典型地进而在单模式和多模式谐振器之间的界面1300上的金属化物1310中感生电流；这些电流借助于图14（b）中的点划线箭头示出。该过程还将典型地生成H场160，其可以如图14（b）中所示的循环，并且可以具有朝向谐振器外侧的较大强度和更靠近中心的较低强度。最后，将典型地生成E场（在图14（b）中未示出，尽管其在图2中被强调为170），其一般将平行于单模式谐振器190的较短边缘而对齐，换言之，与探针的突出方向平行。

图14（c）是其中移除了输入谐振器、探针和金属化物以允许更容易地看到场方向的图14（b）的版本。如以上，所示的场仅仅是代表性的，并且不准确地传达多模式谐振器内的场的形状；该图意图示出模式的相对方向而不是其形状。例如，存在于谐振器内的E场对于其中E场平行于壁的模式而言在谐振器的金属化壁处将落至最小值并且理想地为零。

从这些电流和场，可以如下同时激励多模式谐振器110的所有可用基础模式。E场可以在垂直于孔的平面的方向上传播通过孔子区段321a，321b，321c并且将激励主谐振器内的X模式。H场160的水平分量可以通过耦合孔子区段321a和321b的水平对齐的上部分而被耦合并且这将典型地主要耦合到多模式谐振器中的Z模式。最后，H场160的竖直分量可以通过耦合孔子区段321a和321c的最左、竖直对齐的部分而被耦合，并且这将典型地主要耦合到多模式谐振器110中的Y模式。除了耦合到Y和Z模式之外，H场160还将典型地耦合到多模式谐振器110中的X模式，但是一般在与直接由E场产生的X模式激励的相反方向上。用于耦合到X模式的这两个机制，即由存在于输入单模式谐振器190中的E场引起的和由存在于输入单模式谐振器190中的H场引起的可以彼此相反地起作用并且较弱的耦合效应可以因此部分地抵消较强的耦合效应的效应。是该抵消过程的结果在很大程度上确定多模式谐振器110中存在的X模式的量。

以此方式，多模式谐振器110中的所有支持的模式可以借助于单个探针被同时激励，而在设计内对任何谐振器没有典型地要求缺陷。

一些滤波器规范例如在其通带到阻带滚降特性的陡度方面要求特别高，并且因此单个多模式谐振器（甚至在添加其相关联的输入和输出单模式谐振器的情况下）和因此其滤波特性不足以满足指定的要求。在这样的情况中，可以在谐振器的级联内采用附加的多模式谐振器。该第二多模式谐振器可以被制作成与第一多模式谐振器的相同的设计、形状和尺寸并且由相同材料制成，或者其可以在这些方面中的一个或多个中不同。无论其如何被配置或制造，其必须能够以尽可能更低水平的损耗从滤波器级联中的在前元件提取能量并且向滤波器级联中的后续元件供给能量。图15图示了用于配置这样的滤波器的一个选项：采用位于滤波器级联的中心的两个多模式谐振器1450,1460之间的另外的单模式谐振器1470。该另外的单模式谐振器1470的目的是以简单和直接的方式促进从第一多模式谐振器到第二多模式谐振器的耦合。滤波器的其余部分在针对图13（a）的布置方面类似，具有输入单模式谐振器190、输出单模式谐振器200，每一个都由相应探针1200,1210馈送并且每一个都使用耦合孔1410,1440来向相邻的多模式谐振器1450,1460提供激励或从其提取能量。

滤波器的操作同样类似于图13（a）的，特别是关于输入和输出探针、输入和输出单模式谐振器及其相关联的耦合孔的使用。因此将不进一步描述这些方面。主要的区别方面在于另外的单模式谐振器1470的使用以促进多个模式从第一多模式谐振器1450到第二多模式谐振器1460的耦合。耦合过程典型地如下发生。第一多模式谐振器1450（其多个谐振模式具有经由输入孔1410经历的激励）可以具有大部分以与已经关于图6的耦合孔130描述的类似的方式经由耦合孔1420提取的该能量。被包含在第一多模式谐振器1450的多个模式中的能量将由此大部分以单模式激励的形式传递到单模式谐振器1470中。该单模式激励然后可以大部分经由耦合孔1430激励第二多模式谐振器1460中的多个模式。再次，在该情况中，激励机制类似于之前关于图6中的孔120和图14（b）的孔321a，321b，321c描述的那些。单模式谐振器1470因此充当用于第一多模式谐振器1450的输出单模式谐振器和用于第二多模式谐振器1460的输入单模式谐振器二者。从第一多模式谐振器到第二多模式谐振器的耦合可以因此通过使用被放置在两者之间的单个单模式谐振器来得以促进。同样地，通过扩展，多个多模式谐振器可以借助于被放置在相邻的多模式谐振器之间的单个单模式谐振器耦合在一起。

如刚才描述的多模式谐振器之间的居间单模式谐振器的使用使得能够提供对多模式谐振器之间的模式到模式耦合的高程度的控制。这利用直接的多模式谐振器到多模式谐振器耦合更加难以实现。

目前所示和讨论的所有示例是以电介质谐振器的线性级联的形式。然而，并不是必需将根据本发明的多模式滤波器的所有实施例布置为线性级联。多模式谐振器内的多个模式可以典型地经由多模式谐振器的多个面中的任一个或任何面被激励，通过该一个或多个面上的一个或多个适当设计的孔的提供和与孔相邻的合适电磁场的提供，以提供激励源。作为可替换的布置的示例，为了图示该一般原理，图16示出具有出现在多模式谐振器110的垂直面上的输入和输出耦合谐振器190,200的三谐振器滤波器。这是与较早前在图13（a）中示出的类似的配置。诸如图16中所示的那个之类的谐振器的布置可以典型地在双工器应用中是有利的，因为对于在发射和接收滤波器中的每一个内采用的给定数目的谐振器，这样的布置可以允许发射和接收端口在空间上在可能的最大程度上被分离。

注意到，如在图13（a）中，围绕谐振器的大多数金属化物在图16中已经省略，以使得能够更加清楚地看到各种耦合孔和多谐振器滤波器的基本结构。实际滤波器将典型地以基本上覆盖形成滤波器的每一个谐振器的所有面的金属化物为特征，其中移除或省略金属化物以形成孔。

图16中所示的滤波器的操作类似于图13a的那个，尽管一个或多个孔形状、尺寸、取向或在多模式谐振器110的输入面2030上的位置的确切设计可以不同。连接到输入探针1200的输入信号可以激励输入谐振器190中的一个或多个模式。存在于输入谐振器190中的一个或多个模式可以进而经由孔2021a，2021b和2021c中的一个或多个激励多模式谐振器110内的多个模式。存在于多模式谐振器110内的多个模式可以经由孔2022a，2022b和2022c中的一个或多个被提取并且从而激励输出谐振器200内的一个或多个模式。最后，可以借助于被定位成极接近于、触碰或穿透输出谐振器200的输出面2050的探针（未示出）从输出谐振器200提取信号。

以上描述的示例聚焦于耦合到多达三个模式。将领会到，这允许耦合到谐振器主体的低阶谐振模式。然而，这不是必需的，并且此外或可替换地，耦合可以是到谐振器主体的较高阶谐振模式。

本领域技术人员将领会到，众多变型和修改将变得显而易见。对本领域技术人员变得显而易见的所有这样的变型和修改被视为落在描述之前宽泛显现的本发明的精神和范围内。

Claims (18)

1.一种多模式腔体滤波器，包括：

并入电介质材料的片段的至少一个电介质谐振器主体，所述电介质材料的片段具有使得其能够支持至少第一谐振模式和在第一模式的情况下大幅退化的至少第二谐振模式的形状；

与电介质谐振器主体接触并且对其进行覆盖的导电材料层；以及

穿孔区，其提供用于以下中的至少一个的导电材料层中的孔：

向电介质谐振器主体输入信号，以及

从电介质谐振器主体输出信号。

2.其中穿孔区包括与第二孔相邻的第一孔，第一和第二孔在它们之间限定颈部，并且沿轴的颈部宽度足以使得颈部基本上不阻碍通过层的电流流动。

3.根据权利要求2的多模式腔体滤波器，其中所述轴基本上平行于所述模式之一的磁场或平行于主体的面。

4.根据权利要求1的多模式腔体滤波器，其中第一孔主要用于耦合到所述模式中的一个并且第二孔主要用于耦合到所述模式中的另一个。

5.根据权利要求1的多模式腔体滤波器，其中第一孔是沿着与所述模式中的一个的磁场平行的第一轴伸长的细长孔，并且第二孔是沿着与所述模式中的另一个的磁场平行的第二轴伸长的细长孔。

6.根据权利要求1的多模式腔体滤波器，其中第一孔是沿着基本上平行于主体表面的第一轴伸长的细长孔，并且第二孔是沿着基本上垂直于第一轴的第二轴伸长的细长孔。

7.根据权利要求1的多模式腔体滤波器，其中第一孔是沿着不平行于但也不垂直于所述模式中的一个的磁场的第一轴伸长的细长孔，并且第二孔是沿着不平行于但也不垂直于所述模式中的另一个的磁场的第二轴伸长的细长孔。

8.根据权利要求1至7中任一个的多模式腔体滤波器，其中：

穿孔区在所述主体的面之上延伸；

第一和第二孔中的至少一个被定位成使得其面积的80%在强磁耦合区中；并且

强磁耦合区是处于中心是面的形心并且半径是可以配合在面上的具有在形心处的中心的最大圆的半径的50%的圆之外的面的一部分。

9.根据权利要求1至7中任一个的多模式腔体滤波器，其中：

穿孔区在所述主体的面之上延伸；

第一和第二孔中的至少一个被定位成使得其面积的80%在强磁耦合区中；并且

强磁耦合区是处于以下规则多边形之外的面的一部分：

其中心是面的形心；

其面积是面的面积的50%；并且

其配合在面上。

10.一种多模式腔体滤波器，包括：

并入电介质材料的片段的至少一个电介质谐振器主体，所述电介质材料的片段具有使得其能够支持至少第一谐振模式和在第一模式的情况下大幅退化的至少第二谐振模式的形状；

与电介质谐振器主体接触并且对其进行覆盖的导电材料层；以及

穿孔区，其提供用于以下中的至少一个的导电材料层中的孔：

向电介质谐振器主体输入信号，以及

从电介质谐振器主体输出信号；

其中：

穿孔区在主体的面之上延伸；

面具有用来限定面的周界的至少四个边缘；

孔被布置成使得对于每一个边缘，孔覆盖面上的防护带中的平行于该边缘延伸的任何路径的小于50%；并且防护带是面的一部分，其：

处于周界与平行于周界延伸的面上的边界之间；并且

具有面的面积的20%的面积。

11.根据前述权利要求中任一项的多模式腔体滤波器，其中多个所述模式中的每一个提供滤波器的频率响应中的相应单独通带，所述单独通带合并成所述频率响应中的连续通带，并且连续通带跨越比所述单独通带中的最大者更大的频率范围。

12.根据前述权利要求中任一项的多模式腔体滤波器，其中所述主体此外支持在所述第一和第二模式的情况下大幅退化的至少第三谐振模式，所述集合还包括所述第三模式，并且第一、第二和第三模式相互正交。

13.根据前述权利要求中任一项的多模式腔体滤波器，其中穿孔区包括用于同时耦合到所述模式中两个模式的孔。

14.根据前述权利要求中任一项的多模式腔体滤波器，还包括用于经由穿孔区而将电场和磁场耦合到多模式谐振器中的第一腔体谐振器。

15.根据权利要求14的多模式腔体滤波器，其中第一腔体谐振器被提供有用于将信号馈送到第一腔体谐振器中的探针。

16.根据前述权利要求中任一项的多模式腔体滤波器，还包括用于经由穿孔区而将电场和磁场从多模式谐振器耦合出去的第二腔体谐振器。

17.根据权利要求16的多模式腔体滤波器，其中第二腔体谐振器被提供有用于从第二腔体谐振器提取信号的探针。

18.根据前述权利要求中任一项的多模式腔体滤波器，其中第一和第二孔中的至少一个是槽或其它直边形状、无定形形状、弯曲形状和对称形状中的一个。