CN105140908A - 用于光伏高压直流输电系统的零电压软开关控制方法 - Google Patents

Abstract

一种用于光伏高压直流输电系统的零电压软开关控制方法，其特征在于，所述的控制方法根据光伏高压直流输电系统的输入电压范围、占空比、开关管寄生电容和电感电流，计算谐振电感感值范围。同时根据谐振电感感值和开关管寄生电容容值计算钳位电路开关管的提前导通时间范围，进而控制钳位开关管提前导通时间，从而实现宽输入电压范围下的零电压开通软开关。

Description

用于光伏高压直流输电系统的零电压软开关控制方法

技术领域

本发明涉及一种应用于光伏高压直流输电系统大功率DC/DC变换器的控制方法。

背景技术

能源在现代社会中起着极其重要的作用，是现代社会赖以生存和发展的基石之一，也是目前国际政治、经济的焦点问题。能源问题关系到国际政治风云，关系到国家的经济社会发展，也关系到每个人日常生活的方方面面。因此能源问题受到了世界各国政府和经济组织的普遍关注。为了缓解这些问题，可再生能源逐渐进入人们的视野。可再生能源由于具有永不枯竭和环境友好的优点而受到了人们的极大关注。近年来，可再生能源保持了每年30％的增长率，成为世界上成长最迅速的行业之一。光伏发电是可再生能源发电系统中一种重要的发电形式，根据国家发改委能源所可再生能源发展目标，到2020年光伏装机容量达到1.5亿千瓦，到2030年光伏装机容量达到5-6千瓦，平均年均装机容量达到40GW，具有广阔的市场前景。

目前光伏发电主要经过逆变器变换并入低压交流电网供负载使用，或经变压器升压后并入高压交流电网。随着高压直流输配电应用逐渐增多，特别是柔性直流输电技术的快速发展，中低压直流电网示范应用系统发展迅速。光伏发电作为一种重要的可再生能源发电技术，光伏发电并入高压直流电网必将成为未来光伏发电的一种重要并网形式。

目前常见的DC/DC变换器隔离类拓扑结构有反激、正激、谐振等拓扑类型，非隔离拓扑有Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk等类型，此外还有基于这些基本拓扑类型，采用模块化组合的混合拓扑。但是基于这些拓扑类型的设备中，IGBT开关管是主要器件。在大容量、高电压、大电流、高频率应用中IGBT开关管的开关损耗成为影响设备效率的重要因素。

高频条件下，为了减少系统的开关损耗，提高系统效率，可采用软开关技术降低系统的损耗。目前的软开关技术与实际应用拓扑结合较紧密，一般根据不同拓扑电路工作原理提出具有针对性的软开关方案。

常用的电源系统的输入电压和输入功率在额定工作点附近10％范围内波动，一般电源只需保证在额定工作点周围较小的范围内能够实现软开关即可满足系统提高效率的要求。由于光伏组件输出具备IV特性，系统输入电压和输入功率一般在最大功率点附近20％-30％范围内波动，特别是当光照、温度、遮蔽等条件变化时，光伏的输出电压、输出电流将会发生较大的波动，超过常见电源系统的零电压实现条件，进而降低了设备的整体效率。

国内专利一种高频链逆变器的软开关控制方法，如201310555137.9，提出了一种桥电路的开关控制方法，但是其软开关过程需要增加额外的硬件电路；国内专利一种全桥组合软开关直流变换器，如201210514235.3，提出了一种桥电路软开关的实现方法，但是需要增加RCD电路作为辅助电路，控制过程更加复杂。

发明内容

本发明的目的是克服传统方法中零电压软开关实现范围难以定量描述，无法在设计阶段解决零电压软开关实现条件的缺点，提出一种宽输入电压范围下能够实现零电压软开关的控制方法。

本发明根据光伏高压直流输电系统的输入电压范围、占空比、开关管寄生电容、电感电流等参数，计算谐振电感感值；根据所计算的谐振电感感值和开关管寄生电容容值计算钳位电路开关管的提前导通时间范围，进而控制光伏高压直流输电系统的钳位电路开关管的提前导通时间，实现光伏高压直流输电系统的宽输入电压范围下的零电压开通软开关。

本发明在设计阶段控制系统零电压软开关的实现范围，从而解决传统方法中零电压软开关实现范围难以定量描述，无法在设计阶段解决零电压软开关实现条件的问题。

本发明应用于采用带钳位电路的Boost全桥升压电路。相比一般拓扑，带钳位电路的Boost全桥升压电路可以显著提高系统的电压升压比，降低电感的耐压值。

本发明工作原理如下：

根据软开关中谐振电感和谐振电容的谐振过程原理，通过对系统开关模态的分析，确定参与谐振过程的开关管寄生电容和谐振电感，根据LC谐振原理，推导得到不同输入电压及占空比下，开关管寄生电容和谐振电感应满足的范围，进而确定谐振电感的感值范围。同时根据LC谐振原理推导得到谐振过程的周期时间，确定钳位电路开关管的提前导通时间。

利用本发明提出的谐振电感感值范围，可以在设备设计阶段考虑全输入电压工作范围的零电压开通软开关的实现条件，通过调整设备的谐振电感感值满足宽输入电压范围的软开关实现条件。当高频变压器漏感不满足谐振电感要求时，可以采用调整变压器一次侧导线绕线方式或增加小容量电感的方式，调整谐振电感，使其满足要求。

利用本发明提出的钳位电路开关管提前导通时间范围，可以在设备运行过程中，结合设备占空比和控制周期，精确调整钳位电路开关管提前导通时间，能够使桥电路开关管的续流二极管及时导通，具备实现零电压开通软开关条件。

所述的谐振电感感值范围计算方法为：

$L_{lk}\≥{\left(\frac{U_{in}}{2(1-D)(I_{lkpeak}-I_L)}\right)}^2(C_2+C_3+C_0)$

式中，L_lk为LC谐振电感感值，U_in为系统输入电压值，D为PWM占空比信号，I_lkpeak为高频变压器漏感电流峰值，I_L为Boost电感电流均值，C₂为第二桥电路开关管S2寄生电容值，C₃为第三桥电路开关管S3寄生电容值，C₀为钳位电路开关管S0寄生电容值。

其中钳位电路开关管S0提前导通时间差△t应满足：

$\mathrm{\Δ}t\≥\frac{2\mathrm{\π}\sqrt{L_{lk}(C_0+C_2+C_3)}}{4}=\frac{\mathrm{\π}\sqrt{L_{lk}(C_0+C_2+C_3)}}{2}$

式中，△t为钳位电路开关管S0关闭时刻相对于桥电路开关管导通时刻的超前时间，L_lk为LC谐振电感感值，π为圆周率，C₂为第二桥电路开关管S2寄生电容值，C₃为第三桥电路开关管S3寄生电容值，C₀为钳位电路开关管S0寄生电容值。

其中的零电压开通谐振回路电感可以采用高频变压器寄生漏感，也可采用高频变压器寄生漏感与高频变压器一次侧导线缠绕成的空心电感串联连接。

其中钳位电路开关管提前导通时间可以采用硬件电路实现，也可由产生PWM占空比的数字信号处理器(DSP)的定时器模块实现。

附图说明

图1为本发明实施例的应用拓扑图；

图2为本发明实施例的一次电路结构框图；

图中：10光伏组件，11输入稳压电容，12Boost电感，13钳位电路，14IGBT开关管组成的全桥电路；15高频变压器，16整流电路，二极管整流桥电路；17输出电容，18直流电网。

图3为本发明实施例桥电路开关管零电压软开关的控制时序；

图4为本发明实施例t₄时刻电路导通示意图；

图5为本发明实施例t₅时刻电路导通示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

以下针对光伏高压直流输电系统的一种实施例---带钳位电路的Boost全桥升压电路，详细说明零电压软开关方法。

图1所示为光伏直流输电系统的映众典型应用场景。主干网络中的MMC变换器(模块化多电平变换器)与通用的DC-DC变换器通过直流输电网连接，MMC变换器同时接入交流电网，DC-DC变换器同时连接不同电压等级的直流网络，交流电网、MMC变换器、直流输电网、DC-DC变换器、不同电压等级的直流网络共同构成了一个典型的直流网络。将本发明实施例的带钳位电路的Boost全桥升压电路以并网单元的形式并入该典型直流网络，从而达到将光伏发电并入直流电网的目的。

图2所示为本发明实施例---带钳位电路的Boost全桥升压电路的结构。其中Boost电感12的电流是计算零电压开通软开关的最小谐振电感的重要参数；钳位电路13中的开关管S0的寄生电容C0是参与软开关LC谐振的容性元件，其中IGBT开关管S0的提前导通时间也是实现零电压开通软开关的重要参数。全桥电路14包含四个桥电路IGBT开关管S1、S2、S3、S4，四个桥电路IGBT开关管的寄生电容C1、C2、C3、C4也是软开关中LC谐振的容性元件；高频变压器15的高频变压器漏感L_l，是软开关中LC谐振的感性元件。

如图2所示，光伏组件10与输入稳压电容11并联连接，随后与Boost电感12串联连接，并联连接钳位电路13和全桥电路14，最终与高频变压器15的一次侧串联连接。高频变压器15的二次侧首先连接整流电路16，整流电路16的输出与输出电容17并联连接，并最终连接直流电网18。

如图3所示，从t₁到t₁₀的过程为一个周期T，其中t₁第二桥电路IGBT开关管S2和第三桥电路IGBT开关管S3结束导通的时刻，t₁₀为第二桥电路IGBT开关管S2和第三桥电路IGBT开关管S3下一次结束导通的时刻。在一个周期T中，第一桥电路IGBT开关管S1和第四桥电路IGBT开关管S4的PWM信号相同，第二桥电路IGBT开关管S2、第三桥电路IGBT开关管S3的PWM信号相同，第一桥电路IGBT开关管S1和第二桥电路IGBT开关管S2的PWM相位相差180°。桥电路的四个IGBT开关管S1、S2、S3、S4的占空比数值相同，并在0.5-0.8范围内变化。

在一个周期T内，第一桥电路IGBT开关管S1、第四桥电路IGBT开关管S4和第二桥电路IGBT开关管S2、第三桥电路IGBT开关管S3各有一次开通过程，即在一个周期T内，有2次零电压开通过程，分别为t₅和t₉时刻。通过控制钳位电路开关管S0比桥电路四个IGBT开关管提前△t时间导通，使钳位电容的放电过程提前结束，使得漏感中的能量通过尚未导通的桥电路开关管中的续流二极管进行续流，桥电路开关管两端电压降为零，具备了零电压开通的条件，进而实现零电压开通。

由于两次零电压过程类似，本发明以t₅时刻的软开关为例，结合硬件电路和控制时序详细说明软开关实现过程。

图4为t₄时刻电路导通示意图，如图4所示，此时Boost电感电流i_L、钳位电容电流i_q、直流母线电流i_DC的方向如图4所示。直流母线电流i_DC等于Boost电感电流i_L和钳位电容电流i_q之和。直流母线电流i_DC经过第一桥电路IGBT开关管S1、高频变压器T、第四桥电路IGBT开关管S4。在此时，钳位电路开关管S0关闭，在下一时刻，钳位电容电流i_q下降为0。

图5为t₄～t₅时刻电路导通示意图，其中t₄为钳位电路开关管结束导通时刻，t₅为桥电路IGBT开关管导通时刻。如图5所示，由于钳位电容电流i_q下降为0，使得Boost电感电流i_L小于直流母线电流i_DC，直流母线电流i_DC流经变压器，由于变压器漏感L_l中流经的电流不能瞬间改变，直流母线电流i_DC与Boost电感电流i_L的差值电流i_DC-i_L将经过第三桥电路IGBT开关管S3的寄生电容C3、第二桥电路IGBT开关管S2的寄生电容C2、钳位电容C0，三个电容与变压器漏感形成谐振。最终将第三桥电路IGBT开关管S3的续流二极管D3和第二桥电路IGBT开关管S2的续流二极管D2导通，形成如图5所示的导通示意图。在续流二极管D3和D2导通后，第三桥电路IGBT开关管S3和第二桥电路IGBT开关管S2具备了零电压开通的条件。此时给出第三桥电路IGBT开关管S3和第二桥电路IGBT开关管S2的导通信号，则第三桥电路IGBT开关管S3和第二桥电路IGBT开关管S2实现了零电压开通。时刻t₈～t₉之间的开关模态与此相同，不再赘述。

桥电路开关管在本实施例中为IGBT开关管，但是本发明所述的软开关控制方法不限于IGBT开关管，适用于所有电力电子器件构成的开关管。

本发明零电压软开关的实现依赖于漏感与开关管结电容的谐振，具体过程与输入电压、输出电压、变压器变比、漏感大小、结电容容值都相关。通常系统在额定工作点比较容易实现零电压开通，但是当系统工作于较小的输出功率时，就会出现不能满足LC谐振条件的情况。对于光伏发电来说，整体的输出功率受到光伏特性的影响，当工作于高电压输入时，输入功率小，电流小，容易不满足谐振的条件，随着系统稳定工作点从开路电压向最大功率点移动，输入电压减小，输入电流增大，输入功率也增大。为了实现光伏系统在较大输入电压范围内的零电压软开关，必须研究利用箝位电路实现零电压软开关所必须满足基本条件。

为了实现软开关所进行的开关管寄生电容与高频变压器漏感之间的LC谐振过程，存储在漏感中的能量必须满足能够实现对电容的充电要求。根据第二桥电路IGBT开关管S2的电压表达式，可以推导实现系统零电压软开关的漏感L_lk应满足的条件：

$L_{lk}\≥{\left(\frac{U_{in}}{2(1-D)(I_{lheak}-I_L)}\right)}^2(C_2+C_3+C_0)$

式中，L_lk为LC谐振电感感值，U_in为系统输入电压值，D为PWM占空比信号，I_lkpeak为高频变压器漏感电流峰值，I_L为Boost电感电流均值，C₂为第二桥电路IGBT开关管S2寄生电容值，C₃为第三桥电路IGBT开关管S3寄生电容值，C₀为钳位电路开关管S0寄生电容值。

根据谐振条件，则导通时间差△t应满足：

$\mathrm{\Δ}t\≥\frac{2\mathrm{\π}\sqrt{L_{lk}(C_0+C_2+C_3)}}{4}=\frac{\mathrm{\π}\sqrt{L_{lk}(C_0+C_2+C_3)}}{2}$

式中，△t为钳位电路开关管S0关闭时刻相对于桥电路IGBT开关管导通时刻的超前时间，L_lk为LC谐振电感感值，π为圆周率，C₂为第二桥电路IGBT开关管S2寄生电容值，C₃第三为桥电路IGBT开关管S3寄生电容值，C₀为钳位电路开关管S0寄生电容值。

为了实现宽输入电压范围的零电压，只需在电路设计阶段根据输入电压范围等参数计算高频变压器漏感值L_lk和提前导通时间△t，即可实现给定输入电压、功率范围内的零电压软开关。

零电压软开关所需最小电感L_lk可以单独由高频变压器寄生漏感来实现。也可由高频变压器寄生漏感与高频变压器一次导线绕制的空心电感串联连接实现。根据公式计算得到的最小电感值小于高频变压器漏感时，可单独由高频变压器寄生漏感来提供零电压所需电感值。当输入电压偏离工作点较大，输入功率较小时，计算得到的零电压软开关所需最小漏感L_lk可能较大，实际高频变压器的漏感由于工艺等原因可能较小，此时可能需要的感值比高频变压器漏感感值更大。此时为了实现零电压软开关，将高频变压器一次侧的导线缠绕为空心线圈，满足零电压所需的感值。

根据计算得到钳位电路开关管提前关断时间△t，具体可根据采用硬件逻辑电路或数字信号处理器(DSP)的定时器模块来实现。

利用上述的方法，可以使系统扩大实现零电压的电压范围，在光伏输入电压在较大范围内变化的全范围实现零电压，降低桥电路开关管的开关损耗，显著提高光伏发电系统的发电量，进而提高光伏系统的投资利用率。

Claims (4)

1.一种用于光伏高压直流输电系统的零电压软开关控制方法，其特征在于：所述的控制方法根据光伏高压直流输电系统的输入电压范围、占空比、开关管寄生电容和电感电流，计算谐振电感感值；同时根据谐振电感感值和开关管寄生电容容值计算钳位电路开关管的提前导通时间范围，进而控制钳位电路开关管提前导通时间，实现宽输入电压范围下的零电压开通软开关。

2.根据权利要求1所述的用于光伏高压直流输电系统的零电压软开关控制方法，其特征在于：所述的谐振电感感值的计算方法如下：

所述的谐振电感感值范围计算方法为：

$L_{lk}\≥{\left(\frac{U_{in}}{2(1-D)(I_{lkpeak}-I_L)}\right)}^2(C_2+C_3+C_0)$

式中，L_lk为LC谐振电感感值，U_in为系统输入电压值，D为PWM占空比信号，I_lkpeak为高频变压器漏感电流峰值，I_L为Boost电感电流均值，C₂为第二桥电路IGBT开关管S2寄生电容值，C₃为第三桥电路IGBT开关管S3寄生电容值，C₀为钳位电路开关管S0寄生电容值。

3.根据权利要求1所述的用于光伏高压直流输电系统的零电压软开关控制方法，其特征在于：所述的钳位电路开关管最小提前导通时间利用LC谐振电感感值和钳位电路开关管寄生电容容值计算得到；

钳位电路开关管S0提前导通时间差Δt应满足：

$\mathrm{\Δ}t\≥\frac{2\mathrm{\π}\sqrt{L_{lk}(C_0+C_2+C_3)}}{4}=\frac{\mathrm{\π}\sqrt{L_{lk}(C_0+C_2+C_3)}}{2}$

式中，Δt为钳位电路开关管S0关闭时刻相对于桥电路开关管导通时刻的超前时间，L_lk为LC谐振电感感值，π为圆周率，C₂为第二桥电路开关管S2寄生电容值，C₃为第三桥电路开关管S3寄生电容值，C₀为钳位电路开关管S0寄生电容值。

4.根据权利要求1或2所述的用于光伏高压直流输电系统的零电压软开关控制方法，其特征在于：所述的谐振电感由高频变压器寄生漏感单独实现，或者由高频变压器寄生漏感及高频变压器一次侧导线绕成的空心电感串接实现。