CN105137163A

CN105137163A - 金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法

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Publication number: CN105137163A
Application number: CN201510456069.XA
Authority: CN
Inventors: 王富元
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Priority date: 2015-07-29
Filing date: 2015-07-29
Publication date: 2015-12-09
Anticipated expiration: 2035-07-29
Also published as: CN105137163B; WO2017016361A1

Abstract

金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法，该方法设置补偿电容和一个电流传感器，用所述补偿电容向电流传感器提供与流过电流传感器的金属氧化物压敏电阻的容性电流分量的方向相反、强度误差满足所需检测精度要求的补偿电流来抵消容性电流分量，用补偿电流抵消所述容性电流分量后，流过电流传感器的总电流的大小和变化趋势即可用于判断在工频电压的作用下流过金属氧化物压敏电阻的阻性电流分量的大小及变化趋势，阻性电流分量的异常增大是金属氧化物压敏电阻劣化的重要标志，通过监测阻性电流分量的大小及变化趋势，即可监测金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流大小及变化趋势。

Description

金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法

技术领域

本发明属于电子监测技术领域，特别涉及金属氧化物压敏电阻型避雷器或金属氧化物压敏电阻型浪涌保护器的漏电流在线监测方法。

背景技术

目前，在电力线路和设备的雷电防护领域普遍采用金属氧化物压敏电阻(简称MOV，下文中的MOV即为金属氧化物压敏电阻)构成的避雷器(简称MOA)对线路及连接在线路上的设备进行保护；在电子线路和设备的雷电防护领域使用的浪涌保护器(简称SPD)也多由金属氧化物压敏电阻构成(业内称其为MOV型SPD)。

在实际应用中，避雷器(MOA)或浪涌保护器(SPD)并联在被保护的线路上，当被保护线路遭受雷击或浪涌电压的冲击时，避雷器或浪涌保护器启动并将线路电压钳位，从而对线路和连接在该线路上的设备实现过压保护。然而，在强大的冲击电流和其它因素的作用下，MOV会出现老化。老化的MOV的阻性漏电流会增大，阻性漏电流的增大会导致MOV的温升增加，温升的增加会加剧MOV的老化。这个过程将最终导致MOV爆炸或导致带有热脱扣保护的MOV发生热脱扣。MOV爆炸不仅会失去对线路和设备的保护作用，而且可能造成其它事故；MOV脱扣将失去对线路和设备的保护作用且在没有采用实时在线监控措施的情况下不能被及时发现。一旦MOV失去对线路和设备的保护作用，雷击将会引起线路和设备出现大面积故障。为提高MOV保护的可靠性以防止此类故障和事故的发生，人们一直在寻找提前发现劣化且即将失效的MOV的方法。经大量实践、业内公认，泄漏电流阻性分量(阻性漏电流)的异常增大是MOV劣化的重要标志，并基于以下原理寻求在线监测MOV阻性漏电流的方法：避雷器或浪涌保护器中的MOV的等效电路如图1所示，它由极板电容C₀和非线性电阻R₀并联而成，当避雷器或浪涌保护器接入被保护的工频线路时，在工频电压的作用下，有由容性电流分量I_C0和阻性电流分量I_R0组成的全电流I_a流过金属氧化物压敏电阻，正常情况下，所述全电流I_a的值很小(毫安或微安级)，且阻性电流分量I_R0远小于容性电流分量I_C0，在金属氧化物压敏电阻出现老化后，阻性电流分量I_R0将异常增大，通过监测所述阻性电流分量I_R0的大小及变化趋势来监测金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流大小及变化趋势，进而对避雷器和浪涌保护器的老化和失效做出预测。目前，对金属氧化物压敏电阻型避雷器或金属氧化物压敏电阻型浪涌保护器漏电流的在线监测通常采用以下方法(见《四川电力技术》2005年第三期第21～23页)：1、监测全电流法，此种方法直接在避雷器或浪涌保护器接地端串接交流毫安表,平时将其用闸刀短路,读数时则将闸刀打开,流过毫安表的电流可视为总泄漏电流。该法主要优点是方法简便,适于在现场大量监测使用,能够及时发现避雷器或浪涌保护器的显著劣化状况，但缺点是对发现避雷器或浪涌保护器的早期老化很不灵敏。2、三次谐波法，此方法是基于全电流中的阻性分量不仅包含有基波,而且还有三次、五次和更高的谐波,其所占分量逐渐减少。三次谐波对温度变化很灵敏,早期老化期阻性电流的变化又主要表现为阻性电流的三次谐波分量的上升，故通过测量三次谐波阻性电流的大小,可得到总阻性电流值。该法的缺陷是，母线电压中含有一定比例的谐波电压,由此产生的容性谐波电流对测量结果会产生误差；不同类型避雷器或浪涌保护器老化后的阻性电流高次谐波分量变化规律不一样,要定量判断避雷器或浪涌保护器的老化难以定出统一标准。3、谐波电流补偿法，此方法的原理就是抽取系统电压补偿总泄漏电流中的容性电流分量,以得到阻性电流分量。目前国内使用最多的是LCD-4泄漏电流测量仪,它的工作原理是：把从电压互感器二次测取得的电压信号相位前移90°,补偿避雷器或浪涌保护器总泄漏电流中的容性部分,以得到阻性电流。但三相运行时存在以下问题：三相避雷器一字型安装,由于相间耦合电容和电磁干扰,使各相避雷器除受本相电压作用外,还通过相间耦合受到相邻相电压的作用,从而影响监测结果的准确性；氧化锌阀片(MOV)非线性支路的交流伏安特性曲线在电压、电流过零的情况下不同程度地存在着滞回现象,这说明在电网电压为正弦函数波形时,流过MOV的电流波形峰值与电压波形峰值不重合,电流波形呈现奇谐函数的形态，测出的阻性电流存在较大误差，当电网电压含有谐波成分时,此法不能去除容性谐波电流,造成阻性谐波电流误差。4、基波法，此种方法是通过采用数学谐波分析技术从总泄漏电流中分离出阻性电流的基波值,并以此来判断金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的健康状况。此种方法在进行在线监测时,作为采样的电压互感器存在着角差和安全性差的问题,以及现场的环境因素的影响,造成同一台正常运行设备的测量值在不同环境下可能发生很大变化。

综上所述，目前所采用的监测方法及基于这些方法所构成的仪器设备要么存在结构复杂、安全性差、抗干扰能力差，要么检测精度低、检测结果的可靠性差，要么电路复杂、信号处理方式复杂，现场调试及定标困难，迄今为止尚无一种实用有效的方法来解决MOV阻性漏电流的实时在线监测问题。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法，此种方法不仅简单，而且能满足所需的监测精度。

本发明所述金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法的基本原理同样是基于：“避雷器或浪涌保护器中，MOV的等效电路由极板电容C₀和非线性电阻R₀并联而成，当所述避雷器或浪涌保护器接入被保护的工频线路时，在工频电压的作用下，有由容性电流分量I_C0和阻性电流分量I_R0组成的全电流I_a流过MOV，当MOV出现老化后，流过MOV的阻性电流分量I_R0将异常增大，通过监测所述阻性电流分量I_R0的大小及变化趋势来监测金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流大小及变化趋势”。与现有技术不同的是获取MOV阻性电流分量I_R0的方法不同，本发明的技术方案不是考虑怎样从电流传感器的输出端获取的代表流过MOV的全电流I_a的输出信号中提取代表阻性电流分量I_R0的信号，而是通过设置补偿电容直接抵消流过电流传感器的MOV的容性电流分量I_C0(其原理及连接方式见图2和图3)，即用补偿电容C₁向电流传感器提供与流过电流传感器的MOV的容性电流分量方向相反、强度误差满足所需检测精度要求的补偿电流I_C1来抵消流过电流传感器的所述容性电流分量I_C0，这样，流过电流传感器的总电流I的大小和变化趋势即可用于判断在工频电压的作用下流过金属氧化物压敏电阻的阻性电流分量I_R0的大小及变化趋势。

基于图2、图3和相关电工理论可以导出，流过电流传感器的总电流的模(以下简称“总电流”)I可简化表达为：

I = \sqrt{{I_{R 0}}^{2} + Σ_{n = 1}^{\infty} {[K_{n} \times (C_{0} - C_{1})]}^{2}} ... (1)

式(1)中，K_n＝ω_nU_n，ω_n为电源各次波形的角频率、U_n为电源各次波形的电压，I_R0为(包含了基波和谐波在内的)总阻性漏电流。

电流传感器的输出信号为：

I_输出＝K_CT×I…………(2)

式(2)中，K_CT为电流传感器的变换系数。

由于在本发明提供的方法中，补偿电流I_C1和容性电流分量I_C0来至物理意义上的“相同的结点”且在同一电流传感器中相抵消，所以、二者之间所包含的任何(基波和谐波)信号在相位上都是相反的，这种反相关系无需任何电路调试且与电网谐波的含量及相位无关。所以、由(1)和式(2)可知，若C₁＝C₀，则流过电流传感器的总电流I＝I_R0，因而可直接从电流传感器的输出端得到正比于MOV阻性漏电流I_R0的信号I_输出＝K_CT×I_R0，再通过信号放大及处理电路对I_输出进行放大和定标处理即可得到MOV阻性漏电流I_R0的精确值；若C₁≠C₀，谐波对测量精度的影响取决于补偿电容C₁和极板电容C₀的差值。

基于上述原理，本发明所述金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法的技术方案是：设置补偿电容C₁和一个电流传感器，用所述补偿电容C₁向电流传感器提供与流过电流传感器的金属氧化物压敏电阻的容性电流分量I_C0方向相反、强度误差满足所需检测精度要求的补偿电流I_C1来抵消所述容性电流分量I_C0，用补偿电流I_C1抵消容性电流分量I_C0后，流过电流传感器的总电流I的大小和变化趋势即可用于判断在工频电压的作用下流过MOV的阻性电流分量I_R0的大小及变化趋势；所述补偿电容C₁的容量与所述极板电容C₀的容量的相对误差根据所需的检测精度确定。

上述方法中，电流传感器和补偿电容C₁既可以设置在避雷器或浪涌保护器的内部，又可以设置在避雷器或浪涌保护器的外部：

1、电流传感器和补偿电容C₁设置在避雷器或浪涌保护器内部的连接方式是：将与补偿电容C₁一端连接的第一引线、MOV的第一电极、与被保护的工频线路相连的避雷器或浪涌保护器的第一电极连接到一起，与MOV第二电极连接的第三引线穿过电流传感器，与补偿电容C₁另一端连接的第二引线相对于所述第三引线以相反的方向穿过电流传感器，所述第三引线穿过电流传感器后的端头、所述第二引线穿过电流传感器后的端头均和与被保护的工频线路相连的避雷器或浪涌保护器的第二电极连接。

2、电流传感器和补偿电容C₁设置在避雷器或浪涌保护器外部的连接方式是：补偿电容C₁的一端通过第一引线和与被保护工频线路相连的避雷器或浪涌保护器的第一电极连接，与避雷器或浪涌保护器第二电极连接的第四引线穿过电流传感器，与补偿电容C₁另一端连接的第二引线相对于所述第四引线以相反的方向穿过电流传感器，所述第四引线穿过电流传感器的端头、所述第二引线穿过电流传感器的端头均与被保护工频线路相连。

上述方法中，当不能从标准电容中选取到满足所需匹配精度的补偿电容C₁时，补偿电容C₁可以按C₀的容量定制，也可以按C₀的容量通过多个电容的串并联方式组合而成，以满足所需的检测精度。

本发明具有以下有益效果：

1、由于本发明所述方法通过设置补偿电容C₁向电流传感器提供与流过电流传感器的MOV的容性电流分量方向相反、强度误差满足所需检测精度要求的补偿电流I_C1来抵消流过电流传感器的MOV的容性电流分量I_C0，二者来至物理意义上的“相同的结点”且在同一电流传感器中抵消，因而抗干扰能力强，监测精度高，其机理是：当MOV的全电流Ia的容性电流分量I_C0与补偿电容C₁提供的补偿电流I_C1流经电流传感器时，二者之间所包含的任何(基波和谐波)信号在相位上都是相反的，这种反相关系无需任何电路调试且与电网谐波的含量及相位无关，这就为消除电网谐波对检测结果的影响奠定了基础。容性电流分量I_C0与补偿电流I_C1传输路径之间的距离和它们共同相对于干扰源之间的距离相比小到可以忽略(当电流传感器和补偿电容C₁设置在避雷器或浪涌保护器的内部时尤为如此)，因此，它们所受的相间(或空间)干扰可以认为是相同的；在相同的匹配条件下，和电网谐波的影响相比，干扰对本发明检测结果的影响不仅小而且是相对确定的，可以作为固有误差通过初始化标定被消除，这为消除相间(或空间)干扰对检测结果的影响奠定了基础；谐波对监测精度的影响主要取决于补偿电容C₁和极板电容C₀的相对误差，从原理上讲，若C₁＝C₀，可消除谐波对阻性漏电流检测精度的影响，然而，让C₁与C₀完全相等既不现实也没必要，因此，所述补偿电容C₁的容量与所述极板电容C₀的容量的相对误差根据所需的检测精度确定(见实施例)。

2、无论是电流传感器和补偿电容C₁设置在避雷器或浪涌保护器的内部还是外部，电路结构同样都很简单，当电流传感器和补偿电容C₁设置在避雷器或浪涌保护器的内部时，便于构成一体化智能避雷器或智能浪涌保护器模块，使避雷器或浪涌保护器自身具有实时在线监测功能。

3、由于用补偿电流I_C1抵消容性电流分量I_C0后，流过电流传感器的总电流I的大小和变化趋势即可用于判断在工频电压的作用下流过MOV的阻性电流分量I_R0的大小及变化趋势，无需像现有技术那样，对电流传感器的输出信号采用复杂的容性分量和阻性分量的后续处理技术，因而信号处理方法简单，系统调试及定标方便，出厂前的定标结果完全可以适用于任何复杂的应用现场。

附图说明

图1是金属氧化物压敏电阻的等效电路图；

图2是本发明所述在线监测方法中电流传感器和补偿电容设置在避雷器或浪涌保护器内部的连接方式示意图；

图3是本发明所述在线监测方法中电流传感器和补偿电容设置在避雷器或浪涌保护器外部的连接方式示意图；

图4是本发明所述在线监测方法实施例的检测原理及连接示意图；

图5是对比例1的检测原理及连接示意图；

图6是对比例2的检测原理及连接示意图；

图7是设置了补偿电容、且补偿电容与极板电容的相对误差为0.7％时所得到的流过电流传感器的总电流I随时间的变化曲线图；

图8是设置了补偿电容、且补偿电容与极板电容的相对误差为5.1％时所得到的流过电流传感器的总电流I随时间的变化曲线图；

图9是未设置补偿电容、且I_R0＝20μA所得到的流过电流传感器的总电流I随时间的变化曲线图；

图10是未设置补偿电容、且I_R0＝0.3μA所得到的流过电流传感器的总电流I随时间的变化曲线图。

图中，1—金属氧化物压敏电阻，1-1—金属氧化物压敏电阻的第一电极，1-2—金属氧化物压敏电阻的第二电极，1-3—第三引线，2—避雷器或浪涌保护器，2-1—避雷器或浪涌保护器的第一电极，2-2—避雷器或浪涌保护器的第二电极，2-3—第四引线，3-1—第一引线，3-2—第二引线，4—电流传感器。

具体实施方式

下面结合附图，通过两个实施例和两个对比例对本发明所述金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法及与之对应的检测效果作进一步说明。所有实施例和对比例均采用同一个检测对象、相同的检测条件和相同的信号处理及采集方式。

被检测对象为商品化氧化锌压敏电阻型浪涌保护器(MOV型SPD)，其说明书中给出的相关参数为：通流容量20KA，最大持续工作电压U_c＝385V，极板电容C₀＝2370P，U_1mA＝668V，在75％U_1mA(501V)直流电压下的阻性电流分量I_R0为1.6μA，在与AC220V峰值电压相对应的311V直流电压下的阻性电流分量I_R0为0.3μA。

检测条件是：在额定电压为220V、频率为50Hz的工频电源中引入5％的三次谐波并使三次谐波的初相角相对于基波的初相角均匀连续改变，用该电源作为检测电源以模拟谐波对检测结果的影响；设置可变电阻R_m，将可变电阻R_m与被测对象并联，通过调节R_m来改变流过R_m的电流I_Rm，以I_R＝I_Rm+I_R0来模拟被检测对象的阻性电流分量的变化；实施例和对比例采用同一个电流传感器。

信号处理及采集方式是用由峰值整流放大电路和A/D变换器组成的信号放大及处理电路将电流传感器的输出信号I_输出的峰值变换为数字信号后送给计算机进行采集和定标处理，计算机给出定标后的测量结果I(流过电流传感器的总电流)随时间变化的曲线，曲线的纵坐标为I(单位为μA)，横坐标为时间t，采样时间至少大于谐波初相角相对于基波初相角改变360度所需的时间，以便全面反映谐波变化对测量结果的影响。

实施例1

设置补偿电容C₁和一个电流传感器4，补偿电容C₁＝2353p，由两个实测容量分别为2202p和151p的电容并联组合而成，补偿电容C₁与极板电容C₀的相对误差为0.7％；调节可变电阻R_m，使与220V工频电源基波峰值电压相对应的被检测对象的阻性电流分量I_R(I_R＝I_Rm+I_R0)等于20μA；将所述电流传感器4和补偿电容C₁设置在浪涌保护器的外部，其连接方式如图4所示，补偿电容C₁的一端通过第一引线3-1和与检测电源相连的浪涌保护器的第一电极2-1连接，与浪涌保护器第二电极2-2连接的第四引线2-3穿过电流传感器4，与补偿电容C₁另一端连接的第二引线3-2相对于所述第四引线2-3以相反的方向穿过电流传感器4，第四引线2-3穿过电流传感器的端头、第二引线3-2穿过电流传感器的端头均与检测电源相连。

实施例1的测量结果如图7所示，在图7中已看不到谐波变化对测量结果的影响，由计算机采样数据提供的以20uA为基准的最大相对波动为±1％，分析表明，补偿电容C₁与极板电容C₀的相对误差为0.7％对测量结果的影响几乎可以忽略，这个波动主要由电路稳定性及随机噪声引起。

实施例2

设置补偿电容C₁和一个电流传感器4，补偿电容C₁＝2249p，由两个实测容量分别为2202p和47p的电容并联组合而成，补偿电容C₁与极板电容C₀的相对误差为5.1％；调节可变电阻R_m，使与220V工频电源基波峰值电压相对应的被检测对象的的阻性电流分量I_R(I_R＝I_Rm+I_R0)等于20μA；将所述电流传感器4和补偿电容C₁设置在浪涌保护器的外部，其连接方式如图4所示。

实施例2的测量结果如图8所示，从图8中可以看出，由于C₀和C₁相对误差较大，谐波变化对测量结果产生了影响，由计算机采样数据提供的以20μA为基准的最大相对波动为±8％，虽然这个结果远比实施例1差，但它依然优于现有技术所能达到的最好水平。

综合实施例1、实施例2，当补偿电容C₁与极板电容C₀的相对误差为0.5～6％，对金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流的在线监测效果都可优于现有技术所能达到的最好水平。

对比例1

本对比例不设置补偿电容C₁，仅设置一个电流传感器4；调节可变电阻R_m，使与220V工频电源基波峰值电压相对应的被检测对象的阻性电流分量I_R(I_R＝I_Rm+I_R0)等于20μA；将所述电流传感器4设置在浪涌保护器的外部，其连接方式如图5所示。

对比例1的测量结果如图9所示，从图9可以看出，当没有补偿电容C₁时，流过电流传感器的总电流I中的MOV的容性电流分量I_C0远大于模拟阻性电流分量I_R＝20μA，由此导致测量结果的平均值达208μA，而且，5％的三次谐波的初相角相对于基波初相角作连续的周期性改变所引起的测量结果的波动范围达30μA，远大于20μA的阻性漏电流分量。

对比例2

本对比例不设置补偿电容C₁，仅设置一个电流传感器4；断开可变电阻R_m，使被检测对象的阻性电流分量I_R仅为固有阻性漏电流I_R0，即I_R＝I_R0＝0.3μA。将所述电流传感器4设置在浪涌保护器的外部，其连接方式如图6所示。

对比例2的测量结果见图10，比较图10和图9可以看出，在不设补偿电容C₁时，I_R＝0.3μA和I_R＝20μA的测量结果几乎没有差异。上述测量结果表明，不对容性电流分量I_C0进行抵消就无法实现阻性电流分量I_R0的正确监测。

Claims

1.一种金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法，所述避雷器或浪涌保护器中，金属氧化物压敏电阻的等效电路由极板电容(C₀)和非线性电阻(R₀)并联而成，当所述避雷器或浪涌保护器接入被保护的工频线路时，在工频电压的作用下，有由容性电流分量(I_C0)和阻性电流分量(I_R0)组成的全电流(I_a)流过金属氧化物压敏电阻，通过监测所述阻性电流分量(I_R0)的大小及变化趋势来监测金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流大小及变化趋势，其特征在于：

设置补偿电容(C₁)和一个电流传感器(4)，用所述补偿电容(C₁)向电流传感器提供与流过电流传感器的金属氧化物压敏电阻的容性电流分量(I_C0)的方向相反、强度误差满足所需检测精度要求的补偿电流(I_C1)来抵消容性电流分量(I_C0)，用补偿电流(I_C1)抵消所述容性电流分量(I_C0)后，流过电流传感器的总电流(I)的大小和变化趋势即可用于判断在工频电压的作用下流过金属氧化物压敏电阻的阻性电流分量(I_R0)的大小及变化趋势；所述补偿电容(C₁)的容量与所述极板电容(C₀)的容量的相对误差根据所需的检测精度确定。

2.根据权利要求1所述金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法，其特征在于所述电流传感器(4)和补偿电容(C₁)设置在避雷器或浪涌保护器的内部，将与补偿电容(C₁)一端连接的第一引线(3-1)、金属氧化物压敏电阻的第一电极(1-1)、与被保护的工频线路相连的避雷器或浪涌保护器的第一电极(2-1)连接到一起，与金属氧化物压敏电阻第二电极(1-2)连接的第三引线(1-3)穿过电流传感器(4)，与补偿电容(C₁)另一端连接的第二引线(3-2)相对于所述第三引线(1-3)以相反的方向穿过电流传感器(4)，第三引线(1-3)穿过电流传感器后的端头、第二引线(3-2)穿过电流传感器后的端头均与被保护的工频线路相连的避雷器或浪涌保护器的第二电极(2-2)连接。

3.根据权利要求1所述金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法，其特征在于所述电流传感器(4)和补偿电容(C₁)设置在避雷器或浪涌保护器的外部，补偿电容(C₁)的一端通过第一引线(3-1)和与被保护工频线路相连的避雷器或浪涌保护器的第一电极(2-1)连接，与避雷器或浪涌保护器第二电极(2-2)连接的第四引线(2-3)穿过电流传感器(4)，与补偿电容(C₁)另一端连接的第二引线(3-2)相对于所述第四引线(2-3)以相反的方向穿过电流传感器(4)，第四引线(2-3)穿过电流传感器的端头、第二引线(3-2)穿过电流传感器的端头均与被保护工频线路相连。

4.根据权利要求1至3中任一权利要求所述金属氧化物压敏电阻型避雷器或浪涌保护器的阻性漏电流在线监测方法，其特征在于补偿电容(C₁)为定制电容或通过多个电容的串并联方式组合而成。