CN105119646B - 一种基于lms和变采样率的非对称载波多址通信方法 - Google Patents
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 27
- 238000005070 sampling Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 27
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 24
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 claims abstract description 22
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 claims abstract description 21
- 230000008859 change Effects 0.000 claims abstract description 7
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 5
- 230000008030 elimination Effects 0.000 claims description 4
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 4
- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 4
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 3
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 2
- 238000012804 iterative process Methods 0.000 claims description 2
- 230000017105 transposition Effects 0.000 claims 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 abstract description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract description 3
- 238000000465 moulding Methods 0.000 abstract description 2
- 230000005577 local transmission Effects 0.000 abstract 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 229920002776 polycyclohexyl methacrylate Polymers 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
- H04B7/1851—Systems using a satellite or space-based relay
- H04B7/18517—Transmission equipment in earth stations
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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- H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
- H04L25/0328—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with interference cancellation circuitry
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Abstract
基于LMS和变采样率的非对称载波多址通信的实现方法属于卫星通信技术领域，其特征在于在非对称载波多址卫星通信系统中，在每一个参与通信的卫星地面站中设立一个以最小均方值LMS算法为核心、再辅之以变采样率技术的基于自适应滤波器的通信装置，实现了自干扰信号的重构。在迭代时，以滤波器系数向量综合模拟了本地发送数据从成型滤波到信道传输以及返回过程中在幅度、相位、频率的变化，使重构信号在允许变化范围内逼近接收到的自干扰信号，相对于独立的参数估计方法，极大地简化了复杂度，通过变采样率方法降低了滤波器阶数，加快了收敛速度，提高了运算效率。
Description
技术领域
本发明属于卫星通信领域，具体涉及一种将LMS算法与变采样率相结合实现APCMA(非对称载波多址)技术的方法。
背景技术
随着通信技术的发展以及人类社会生活对于信息需求的不断提升，有限的频谱资源作为一种不可再生资源变得越来越珍贵。尤其是对于卫星通信系统，由于其空间传输条件(轨道空间位置有限)的限制，所能利用的频谱资源就更为紧张。针对此问题，美国ViaSat(美国卫讯全球有限公司)公司于1998年率先提出了一种用于双向卫星通信系统的频率复用技术：成对载波多址(PCMA)技术。该技术不同于一般的多址技术，它通过自干扰信号的消除等技术手段，实现了两个不同的卫星地面站使用完全相同的上行和下行通信链路，从而节省了一半的带宽。
根据通信双方两路信号功率和带宽的关系，成对载波多址技术可分为对称和非对称两类。非对称载波多址(APCMA)技术的一种典型应用场景是直升机宽带卫星通信系统。该系统中直升机的机载天线为甚小口径(VSAT)天线，尺寸远小于地面站雷达天线的尺寸，因而发射功率也要远小于地面站天线的发射功率。卫星地面站只需要给直升机发送简单的指令，而直升机则要发回给地面站探测的影像资料等信息，双方通信所需要的通信带宽是不同的。因此本系统是功率非对称、带宽非对称的APCMA系统。
APCMA技术实现的关键在于卫星地面站从接收的混合信号中提取出有用信号，即自干扰信号的消除。这里自干扰信号是指卫星地面站自身发送信号经过卫星透明转发后又返回到地面站的信号。常见的实现方法是分别估计自干扰信号的幅度、载波的频率相位以及传输的延时等关键参数，并结合本地缓存的发送数据重构自干扰信号。但实际实现中这些估计模块存在算法复杂、难以实现的问题，并不符合现阶段对于APCMA技术实际应用实现的需求。
发明内容
针对以上问题，本发明提出了在卫星地面站利用变采样率模块与LMS算法相结合的实现APCMA技术的方法和装置。通过以LMS算法为核心的自适应滤波模块实现了自干扰信号的重构。其滤波器系数综合模拟了本地数据在成型滤波、信道传输、返回接收过程中信号幅度、相位和频率等的变化并在计算迭代中不断更新。该模块在迭代的过程中综合调整了信号的幅度、频率、相位等参数，使得重构信号与期望信号的误差最小，相比于独立的参数估计模块的实现方法极大简化了方法实现复杂度。此外利用变采样率模块调整LMS自适应滤波器输入和输出信号的速率，降低了LMS算法中矩阵的阶数，更利于APCMA技术的实现。
本发明中装置的输入为卫星地面站本地缓存发送数据、接收到的混合信号，装置的输出为自干扰消除后的有用信号。
本发明的特征在于：是在由使用相同的上、下行通信链路但功率、带宽均非对称的两个卫星地面站和空间卫星共同组成的非对称载波多址通信系统中依次按照以下步骤实现的：
步骤(1)：在本地卫星地面站中构建一个基于最小均方值LMS算法,简称LMS和变采样率的非对称载波多址技术,APCMA的自干扰信号重构及形成装置，包括：时延调整用的缓存单元，简称时延调整单元；重构自干扰信号用的LMS自适应滤波器，简称LMS滤波器；升采样率作用的CIC插值滤波器；降采样率作用的CIC抽取滤波器和自干扰信号消除用的减法器，简称减法器，其中：
时延调整单元，输入为本地缓存的发送数据信号S1和信号传输延时τ，单位为秒，输出为时延调整到时刻n的本地缓存的发送数据信号x(n)，
降采样率的CIC抽取滤波器，输入为作为接收方的本地卫星地面站收到的混合信号S1+S2，所述混合信号(S1+S2)包括所述本地卫星地面站发出的所述本地缓存的发送数据信号S1和所述卫星发出的，来自于发射方卫星地面站的有用信号S2，输出为降采样率倍数为M的混合信号(S1+S2)，
升采样率的CIC插值滤波器，输入为经所述LMS滤波器重构的自干扰信号y(n)，输出为经M倍升采样率处理后速率已与接收的所述混合信号S1+S2相匹配的重构自干扰信号y(n)，LMS算法迭代收敛后在数值上等于所述的本地缓存的发送数据信号S1，
减法器，输入为信号速率已经过所述升采样率CIC插值滤波器匹配的重构的所述本地缓存的发送数据信号S1和接收到的混合信号S1+S2共两个信号，输出为有用信号S2，
LMS滤波器，设有：最小均方值LMS算法软件，输入为经过时延调整的本地缓存的发送数据信号x(n)和降采样率后的混合信号(S1+S2),输出为重构的自干扰信号y(N)，n＝1,2,3…N,N为迭代收敛时刻，y(N)为迭代收敛后的重构自干扰信号，N在数值上等于迭代次数，
步骤(2)：所述基于LMS和变采样率的APCMA多址技术的通信子系统依次按照以下步骤实现所述的非对称载波多址通信：
步骤(2.1)：所述LMS滤波器初始化，设定：
所述LMS滤波器的阶数为K，K＝ML×L，其中ML为所述LMS滤波器的输入信号与输出信号的速率比，L为量化位数，
为所述LMS滤波器的系数，简称权系数，是一个复数矩阵。初始化为零，或为至少包括BPSK或QPSK调制时用的成型滤波器的系数，
ε为误差e(n)变化幅度的门限值，是设定的在N次迭代过程中，e(n)＝d(n)-y(n)，e(n)为降采样率后的接收混合信号(S1+S2)与重构的自干扰信号y(n)在n时刻的差，包含了降采样率后的有用信号以及误差信号，
权系数的自适应更新公式：其中μ为迭代步长，是设定值，e(n-1)＝d(n-1)-y(n-1)是时刻n-1时的误差，d(n-1)、y(n-1)分别是时刻n-1时的降采样率后的混合信号和重构自干扰信号，
步骤(2.2)：初始时刻n0＝0，d(n0)、y(n0)、e(n0)皆为零，
步骤(2.3)：在时刻n，本地卫星地面站把从卫星接收到的混合信号S1(n)+S2(n)经降采样率处理后得到的混合信号(S1+S2)，
步骤(2.4)：所述LMS滤波器把输入的所述降采样率后的混合信号(S1+S2)和经过时延调整后的本地缓存的发送数据信号x(n)用LMS算法按以下步骤处理后输出一个重构过程中的自干扰信号y(n):
步骤(2.4.1)：计算误差e(n)＝d(n)-y(n)，其中H表示共轭转置，
步骤(2.4.2)：判断[e(n)-e(n-1)]＞ε是否成立。若[e(n)-e(n-1)]＞ε成立，则返回步骤(2.3)，在时刻n+1时，重复步骤(2.4.1)计算e(n+1)＝d(n+1)-y(n+1)，其中：
步骤(2.4.3)：判断[e(n)-e(n-1)]＞ε是否成立，
如此重复计算步骤(2.4.1)～步骤(2.4.3)一直到前后相邻的两个时刻误差e(n)的变化幅度≤ε为止，此时LMS算法收敛，迭代结束，输出重构的自干扰信号y(N)，
步骤(2.5)：把步骤(2.4)最后得到的重构自干扰信号y(N)经过M倍升采样处理后的得到速率已与接收的所述混合信号(S1+S2)匹配的重构自干扰信号y(N)，在LMS算法收敛后在数值上等于所述经过重构的本地缓存的发送数据信号S1，
步骤(2.6)：所述减法器对从卫星接收到的混合信号S1+S2和从所述升采样CIC插值滤波器接收到的经过重构的本地缓存的发送数据信号S1进行减法处理，得到有用信号S2。
基于以上描述的APCMA技术实现的方法，本发明还提供了实现该方法的一种装置，包括：
(1)降采样率装置：该装置为一种级联积分-梳状滤波器，是CIC抽取滤波器。装置输入为地面站接收到的混合信号，设置降采样率倍数为M，输出为降采样率后的混合信号。
(2)延时调整单元：该单元的输入为本地缓存的发送数据信号以及信号传输延时τ(秒)，输出为延时调整后的本地缓存发送数据信号。
(3)LMS算法自适应滤波器单元：用于自干扰信号的重构。其中包括了Fir滤波器、加法器和乘法器，输入为延时调整后的本地缓存的发送数据信号x(n)和降采样率后的接收混合信号d(n)，输出为重构得到的自干扰信号y(N).
(4)升采样率装置：该装置同样为一种级联积分-梳状滤波器，是CIC插值滤波器。装置的输入为重构的自干扰信号y(N)，设置升采样率倍数为M，输出为速率与接收的混合信号匹配的重构自干扰信号。
(5)自干扰信号消除单元：单元输入为重构的自干扰信号以及接收到的混合信号，两信号的速率已经通过升采样率装置进行了匹配。单元输出为有用信号。该单元主要由减法器构成。
本发明与现有的实现方案相比，优点在于：
(1)卫星地面站重构自干扰信号主要利用了LMS自适应滤波器。将传统实现方法中幅度、频率、相位等单独参数估计调整模块的功能集中到了一个自适应滤波器模块中实现，需要使用AGC环，自动增益控制、锁相环等环路技术。而LMS算法中只包含了基本的乘法和加法运算，因此算法复杂度低，实现简单。
(2)利用变采样率的方法调整匹配信号速率，减小了LMS自适应滤波器的阶数，进一步降低了计算复杂度，节约了实现成本。如上述发明中所述，如果滤波器阶数为K，降采样率的倍数为M，升采样率倍数也为M。仅仅单独使用自适应滤波器其阶数为K×M，而加入变采样率模块后自适应滤波器阶数变为K，减小了M倍，极大地方便了系统的实际实现和使用。
附图说明
图1本发明所述基于LMS与变采样率的APCMA方法实现流程图。
图2本发明所述基于LMS与变采样率的APCMA方法实现装置图。
图3本发明所述实现方法实例仿真中自适应滤波器误差收敛曲线图。
具体实施方式
下面结合附图和实例对本发明做进一步详细说明。
应用实例设置为直升机宽带卫星通信系统:地面站发送数据信号(上行信号)记为S1，带宽512K bit/s；直升机发送数据信号(下行信号)记为S2，带宽40M bit/s，两信号功率相差26dB(地面站发送信号功率大)。卫星为透明转发，地面站接收为混合信号S1+S2。通过本发明所述在地面站重构自干扰信号S1，从混合信号中消除自干扰信号之后得到有用信号(直升机信号)S2。
如图1所示，包含了APCMA技术实现中自干扰信号的重构与抵消的流程，包括以下步骤：
(1)卫星地面站接收的混合信号为宽带信号，为本地发送的自干扰信号S1以及有用信号S2之和S1+S2，对其进行降采样率M倍处理，与本地缓存发送数据信号速率相匹配，
(2)本地缓存发送数据信号根据接收混合信号的延时进行延时调整，该延时参数可以根据具体的应用系统情况设定，
(3)将降采样率后的接收混合信号和延时调整后的本地缓存发送数据信号作为输入，重构自干扰信号。主要运用了LMS自适应滤波器的方法，通过迭代处理达到满足需求的信号重构效果，
(4)对于得到的重构自干扰信号进行升采样率处理，与步骤(1)相对应。使得重构的自干扰信号与接收的原始混合信号速率匹配。
(5)自干扰信号消除：从接收到的混合信号中减去系统生成的重构自干扰信号，得到所需要的有用信号，在直升机宽带卫星通信系统中有用信号即为直升机发送的信号。
如图1所示，包含了LMS算法重构自干扰信号的流程，步骤如下：
步骤1：系统开始为初始化步骤，包括对于权系数设置迭代初值，其迭代初值一般设置为零或者根据具体系统的调制情况设定，如BPSK、QPSK等调制情况下可将设置为成型滤波器的系数；此外对于本地发送数据信号也需要缓存K位，K＝ML×L，其中ML为所述LMS滤波器的输入信号与输出信号的速率比，L为量化位数，
步骤2：根据滤波器权系数与本地缓存发送数据信号x(n)计算重构的自干扰信号y(n)，
步骤3：计算降采样率后的混合信号d(n)与重构信号y(n)之差e(n)，e(n)包含了降采样率后的有用信号以及误差信号，并且e(n)的信号功率远小于d(n)与y(n)，
步骤4：根据本次迭代的e(n)，迭代更新滤波器权系数 使得重构的自干扰信号与接收的自干扰信号之间的差距越来越小，而e(n)越来越接近于降采样率后的有用信号。判断[e(n)-e(n-1)]＞ε是否成立，ε为误差e(n)变化幅度的门限值。若[e(n)-e(n-1)]＞ε成立，则返回步骤2，开始新一轮的迭代计算，
步骤5：一直到前后相邻的两个时刻误差e(n)的变化幅度≤ε为止，此时LMS算法收敛，迭代结束，输出重构的自干扰信号y(N)。此时自干扰消除得到的有用信号满足系统解调要求。而此后自适应滤波器将随着本地缓存数据信号的输入，输出相应的重构自干扰信号，在稳定收敛的情况下，自适应滤波器将跟随信号变化及时调整滤波器系数，保证系统自干扰信号的消除效果。
如图2所示，包含了本发明中所述利用变采样率与LMS自适应滤波器相结合实现APCMA技术的装置的各单元，装置各单元与流程中各步骤相对应。对应变采样率步骤的为升采样率CIC插值滤波器和降采样率CIC抽取滤波器，两个滤波器升、降采样率的倍数相同都为M倍，而M的大小根据实际应用通信系统中上、下行信号的带宽设置。延时调整单元主要为缓存模块，根据系统设置的信号延时大小决定缓存数据的长度。自适应滤波器单元输入为降采样率后的本地接收混合信号d(n)和延时调整后的本地缓存发送信号x(n),输出为重构的自干扰信号y(N)。自干扰信号消除单元为一减法器，完成从混合信号S1+S2中减去重构得到的自干扰信号S1的功能。装置的输出为自干扰信号抵消后的有用信号S2。
如图3所示为应用本发明所述的直升机宽带卫星通信系统仿真结果(LMS自适应滤波器e(n)信号曲线)。其中本地地面站发送信号(上行信号)记为S1，带宽512K bit/s；直升机发送信号(下行信号)记为S2，带宽40M bit/s，两信号功率相差26dB(地面站发送信号功率大)。自适应滤波器为64阶(升采样8倍、量化位数8位)，而升降采样率滤波器的升降倍数M＝8，采用升降采样率结合LMS自适应滤波器的发明设计相比于仅仅使用自适应滤波器的方法其滤波器阶数从512降低为64，缩小8倍。而从图示仿真结果可以看出自适应滤波器快速收敛并维持稳定，最终的e(n)信号稳定在一定程度上不再变化，即为发明中所述降采样率后的有用信号。
Claims (2)
1.基于LMS和变采样率的非对称载波多址通信的实现方法，其特征在于：是在由使用相同的上、下行通信链路但功率、带宽均非对称的两个卫星地面站和空间卫星共同组成的非对称载波多址通信系统中依次按照以下步骤实现的：
步骤(1)：在本地卫星地面站中构建一个基于最小均方值LMS算法，简称LMS和变采样率的非对称载波多址技术，APCMA的自干扰信号重构及形成装置，包括：时延调整用的缓存单元，简称时延调整单元；重构自干扰信号用的LMS自适应滤波器，简称LMS滤波器；升采样率作用的CIC插值滤波器；降采样率作用的CIC抽取滤波器和自干扰信号消除用的减法器，简称减法器，其中：
时延调整单元，输入为本地缓存的发送数据信号(S1)和信号传输延时τ，单位为秒，输出为时延调整到时刻n的本地缓存的发送数据信号x(n)，
降采样率的CIC抽取滤波器，输入为作为接收方的本地卫星地面站收到的混合信号(S1+S2)，所述混合信号(S1+S2)包括所述本地卫星地面站发出的所述本地缓存的发送数据信号(S1)和所述卫星发出的，来自于发射方卫星地面站的有用信号(S2)，输出为降采样率倍数为M的混合信号(S1+S2)，
升采样率的CIC插值滤波器，输入为经所述LMS滤波器重构的自干扰信号y(n)，输出为经M倍升采样率处理后速率已与接收的所述混合信号(S1+S2)相匹配的重构自干扰信号y(n)，LMS算法迭代收敛后在数值上等于所述的本地缓存的发送数据信号(S1)，
减法器，输入为信号速率已经过所述升采样率CIC插值滤波器匹配的重构的所述本地缓存的发送数据信号(S1)和接收到的混合信号(S1+S2)共两个信号，输出为有用信号(S2)，
LMS滤波器，设有：最小均方值LMS算法软件，输入为经过时延调整的本地缓存的发送数据信号x(n)和降采样率后的混合信号(S1+S2),输出为重构的自干扰信号y(N)，n＝1,2,3…N,N为迭代收敛时刻，y(N)为迭代收敛后的重构自干扰信号，N在数值上等于迭代次数，
步骤(2)：所述基于LMS和变采样率的APCMA多址技术的通信子系统依次按照以下步骤实现所述的非对称载波多址通信：
步骤(2.1)：所述LMS滤波器初始化，设定：
所述LMS滤波器的阶数为K，K＝ML×L，其中ML为所述LMS滤波器的输入信号与输出信号的速率比，L为量化位数，
为所述LMS滤波器的系数，简称权系数，是一个复数矩阵，初始化为零，或为至少包括BPSK或QPSK调制时用的成型滤波器的系数，
ε为误差e(n)变化幅度的门限值，是设定的在N次迭代过程中，e(n)＝d(n)-y(n)，e(n)为降采样率后的接收混合信号(S1+S2)与重构的自干扰信号y(n)在n时刻的差，包含了降采样率后的有用信号以及误差信号，
权系数的自适应更新公式：其中μ为迭代步长，是设定值，e(n-1)＝d(n-1)-y(n-1)是时刻(n-1)时的误差，d(n-1)、y(n-1)分别是时刻(n-1)时的降采样率后的混合信号和重构自干扰信号，
步骤(2.2)：初始时刻n0＝0，d(n0)、y(n0)、e(n0)皆为零，
步骤(2.3)：在时刻n，本地卫星地面站把从卫星接收到的混合信号(S1(n)+S2(n))经降采样率处理后得到的混合信号(S1+S2)，
步骤(2.4)：所述LMS滤波器把输入的所述降采样率后的混合信号(S1+S2)和经过时延调整后的本地缓存的发送数据信号x(n)用LMS算法按以下步骤处理后输出一个重构过程中的自干扰信号y(n):
步骤(2.4.1)：计算误差e(n)＝d(n)-y(n)，其中H表示共轭转置，
步骤(2.4.2)：判断[e(n)-e(n-1)]＞ε是否成立，若[e(n)-e(n-1)]＞ε成立，则返回步骤(2.3)，在时刻(n+1)时，重复步骤(2.4.1)计算e(n+1)＝d(n+1)-y(n+1)，其中：
步骤(2.4.3)：判断[e(n)-e(n-1)]＞ε是否成立，
如此重复计算步骤(2.4.1)～步骤(2.4.3)一直到前后相邻的两个时刻误差e(n)的变化幅度≤ε为止，此时LMS算法收敛，迭代结束，输出重构的自干扰信号y(N)，
步骤(2.5)：把步骤(2.4)最后得到的重构自干扰信号y(N)经过升采样处理后得到速率已与接收时所述混合信号(S1+S2)匹配的自干扰信号y(N)，在LMS算法收敛后在数值上等于所述经过重构的本地缓存的发送数据信号(S1)，
步骤(2.6)：所述减法器对从卫星接收到的混合信号(S1+S2)和从所述升采样CIC插值滤波器接收到的经过重构的本地缓存的发送数据信号(S1)进行减法处理，得到有用信号(S2)。
2.根据权利要求1所述的基于LMS和变采样率的非对称载波多址通信的实现方法，其特征在于：所述的空间卫星是侦察卫星或者是至少包括直升机、无人侦察机或远程大型侦察在内的任何一款侦察用的飞行器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510393834.8A CN105119646B (zh) | 2015-07-07 | 2015-07-07 | 一种基于lms和变采样率的非对称载波多址通信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510393834.8A CN105119646B (zh) | 2015-07-07 | 2015-07-07 | 一种基于lms和变采样率的非对称载波多址通信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN105119646A CN105119646A (zh) | 2015-12-02 |
| CN105119646B true CN105119646B (zh) | 2018-04-10 |
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ID=54667555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201510393834.8A Active CN105119646B (zh) | 2015-07-07 | 2015-07-07 | 一种基于lms和变采样率的非对称载波多址通信方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN105119646B (zh) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106888021B (zh) * | 2017-03-06 | 2018-03-30 | 江苏正赫通信息科技有限公司 | 一种自适应调整高速采样速率的方法 |
| CN109347535A (zh) * | 2018-07-02 | 2019-02-15 | 成都国恒空间技术工程有限公司 | 一种pcma非盲解调发送信号延时调整的方法 |
| CN110995632B (zh) * | 2019-11-29 | 2023-03-21 | 深圳市统先科技股份有限公司 | 卫星通信带宽复用电路 |
| CN114422013B (zh) * | 2021-12-23 | 2023-12-08 | 中国人民解放军63921部队 | 自适应抗干扰卫星通信方法、装置、系统及设备 |
-
2015
- 2015-07-07 CN CN201510393834.8A patent/CN105119646B/zh active Active
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105119646A (zh) | 2015-12-02 |
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