CN105103425B - 开关调节器电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明包含开关调节器电路及方法。在一项实施例中，第一开关调节器级接收第一输入电压且在第一节点上产生第一电压。第二开关调节器级接收该第一输入电压且在第二节点上产生第二电压。电容器包含耦合至该第一节点的第一端子及耦合至该第二节点的第二端子，且该第一开关调节器级及该第二开关调节器级被设置为设定该第一节点上的第一电压且设定该第二节点上的第二电压。

Description

开关调节器电路及方法
相关申请的交叉引用
本申请案主张于2012年12月31日提出的发明名称为「Switching RegulatorCircuits and Methods」，申请号为61/747,988的美国临时专利申请案的优先权，该美国临时专利申请案的公开内容特此以全文引用方式并入本文中。本申请案主张于2013年3月11日提出的发明名称为「Switching Regulators」，申请号为13/794,231的美国专利申请案的优先权，该美国专利申请案的公开内容特此以全文引用方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及开关调节器电路及方法。
背景技术
图1示出了现有的多相降压开关调节器。与使用惯用单相或多相调节器来获得高压摆率相关的一个显著问题是这种调节器展现了能够影响系统性能的不对称压摆率。此外，在高开关频率下，这种电路可能需要不实际的小电感值或不实际的大量相数。
图2示出了在正摆期间的多相降压开关调节器的结构。对于输入电压VIN和输出电压VOUT，现有的N相降压开关调节器将通过启动开关以使开关节点SW1及SW2至SWN短接至VIN来控制最大正向输入电流的压摆率。这使得电感电流的总和按以下速率摆动：
D(ISUM)/dt＝N*(VIN-VREF)/L
图3示出了在负摆期间现有的多相降压开关调节器的结构。为控制最大负向电流的压摆率，控制器302启动开关以使开关节点SW1及SW2至SWN短接至地。这使得电感电流的总和按以下速率摆动：
D(ISUM)/dt＝N*(-VREF)/L
因此，正向输出电流的压摆率高于负向输出电流的压摆率(VIN-VREF)/(VREF)倍。举例而言，若VIN处于12V且VOUT处于1V(例如，低占空比情况下)而不管所使用的相的数量如何，传统降压开关变换器特征在于其最大正向输出电流的压摆率(SRP)是最大负向输出电流的压摆率(SRN)的11倍。
(SRP)/(SRN)＝(N*(VIN-VREF)/L)/(N*(-VREF)/L)＝(12-1)/1＝11
在某些应用中，由于卸载事件(其中负载电流减少)所产生的正向电压过冲应等于由于等效负载事件(其中负载电流增加)所产生的负向下冲，以便在负载电流往返步进时输出电压不漂移。因此，系统可能会受到由于电感器的慢负向电流压摆率所产生的卸载输出电压过冲的限制且不能利用电感器的快速正向电流压摆率。图4示出了用于经历装载及卸载事件的单相传统降压变换器的上述情形。在某些应用中，可能需要减少系统增益，使得Vout上的电压下冲匹配该过冲。
图5显示了对先负向然后正向的VREF电压步阶响应的单相调节器的示例。由于慢负向压摆率，输出电压花费了较长的时间来摆动下降。因此，电感电流的慢负向压摆率再次限制了输出电压可摆动的快速程度。如上所述，图5示出了在某些应用中不需要的不对称。
快压摆率开关调节器在各种应用中是有利的。举例而言，遵循摩尔定律的微处理器的发展引起了芯片功率密度的增加，导致了热管理的挑战。CMOS程序具有至少两个功率耗散的分量：1)开关功率，其与供电电压的平方及时钟频率成比例；及2)装置泄漏功率，其是供电电压的函数。
逐渐地，相对于其工作量曲线的微处理器供电电压及时钟频率的微管理用于获得显著的功率节省。假定主功率耗散机制是供电电压的强函数，采用随时间适度减小平均供电电压且通常适度减小或不减小电路性能，获得显著的功率耗散的减少。
与微处理器的活动速率相比，现今以较低速率使用动态电压频率调整(DVFS)技术。DVFS速率当前受可用电压调节器的电压压摆率的限制。电压调节器实时追踪微处理器工作量越接近，时间平均供电电压减少越多，可能引起显著的功率节省。因此，现有的DVFS技术的全部可能性已经被电压调节器技术限制。
举例而言，某些系统以Unix Kernel层级调整供电电压及时钟频率，其频率约每10us调整一次。由于现有调节器的限制性，供电电压以较低频率调整。这意味着当时钟频率减少时，供电电压不是必须保持在其峰值的。因此，所得平均供电电压及相关平均功率耗散高于工作量所需的理论平均值。
因此，克服现有开关调节器技术的限制性将是有利的。
发明内容
本发明包含用于开关调节器的电路及方法。在一项实施例中，第一开关调节器级接收第一输入电压且在第一节点上产生第一电压。第二开关调节器级接收该第一输入电压且在第二节点上产生第二电压。电容器包含耦合至该第一节点的第一端子及耦合至该第二节点的第二端子，且该第一开关调节器级及该第二开关调节器级被配置为在该第一节点上设置第一电压且在该第二节点上设置第二电压。
以下详细说明及附图提供了对本发明的本质及优点的更好理解。
附图说明
图1示出了现有的多相降压开关调节器。
图2示出了在正向摆动期间现有的多相降压开关调节器的结构。
图3示出了在负向摆动期间现有的多相降压开关调节器的结构。
图4示出了经历装载及卸载事件的现有的单相传统降压变换器。
图5示出了响应于先负向后正向的VREF电压步阶的现有的单相调节器。
图6A示出了根据一项实施例的示例性开关调节器。
图6B示出了根据另一实施例的示例性开关调节器。
图6C示出了根据另一实施例的示例性开关调节器。
图7示出了根据一项特定实施例的示例性应用。
图8示出了根据另一实施例的示例。
图9示出了根据一项实施例的正向电流摆动。
图10示出了根据一项实施例的负向电流摆动。
图11显示了根据一项示例性操作的电流及电压波形。
图12示出了根据一项实施例的推拉操作。
图13示出了根据一项实施例的推拉操作。
图14示出了根据另一示例性实施例的再充电动作。
图15至16示出了对于一项示例性实施例的推拉、拉推及再充电波形。
图17示出了根据特定实施例的一项示例性实施方案。
图18示出了在情形A、B、C及D下标记的推拉及拉推波形。
图19显示了第一多相实施方案的示例，其中N个AC电感器连接至节点VAC且M个DC电感器连接至VOUT输出节点。
图20显示了第二多相实施方案的示例，其中N个AC电感器连接至N个VAC节点，且M个DC电感器连接至VOUT输出节点。
图21显示了具有K组N个AC电感器及M个DC电感器的第三多相实施方案示例。
图22示出了根据特定实施例的另一示例性实施方案。
图23显示根据一项实施例的程序。
图24显示根据一项实施例的程序。
图25显示根据一项实施例的程序。
图26显示根据一项实施例的程序。
具体实施方式
本发明涉及开关调节器电路及方法。在下文描述中，出于解释的目的，阐述了大量示例及特定细节，以便提供对本发明的透彻理解。然而，对本领域技术人员来说是显而易见的，权利要求所表达的本发明包括仅仅是这些示例中的某些或所有特征或结合下文描述的其它特征，且可进一步包含本文中所阐述的特征及概念的修改及等效形式。
本发明的实施例包含具有很高压摆率的开关调节器技术(或开关电压变换器)。在一项示例性结构中，第一开关调节器级可驱动输出节点且第二开关调节器级可通过电容器驱动相同输出节点。举例而言，开关调节器级可具有多个控制回路以调节分离输出的电容器端子上的电压。在一项示例性实施例中，开关调节器级是通过电容器AC耦合在一起的，以提供以高静态效率摆动的大电流，其在某些示例性实施方案中甚至可以是对称的。在一项示例性实施例中，揭示了对多个开关级的推拉控制。某些实施方案可包含耦合至电容器的一个端子的多个开关级及耦合至该电容器的另一端子的多个开关级。在某些实施例中，多个开关级可驱动多个电容器的端子。示例性实施例可用于以极高的压摆率改变处理器的电源电压在不降低静态效率。因此，可以修改电源电压以追踪工作量曲线。实施例也可以有利地用于对当前装载及卸载事件快速作出响应。
图6A示出了说明根据一项实施例的示例性开关调节器。在此示例中，一第一开关调节器级602耦合至具有电压VOUT的输出节点610。第二开关调节器级604耦合至具有电压VAC的节点612。节点612通过电容器(C1)620耦合至节点610。本发明的实施例有利地允许两个开关调节器级(亦称为「相」)在具有不同输出电压的不同条件下操作。
开关调节器级602及604被配置为调节节点610上的电压VOUT及调节节点612上的电压VAC。在一项实施例中，由开关调节器级602产生的调节电压VOUT不同于由开关调节器级604产生的调节电压VAC，但开关调节器级604可驱动电流(例如，AC电流)穿过电容器620至开关调节器级602的输出以有利地提高对节点610处的电路的瞬时响应。在本发明中，术语开关调节器级(或仅「级」)及开关调节器相(或仅「相」)通常是指电感器、用于选择性传输储存于电路节点之间的电感器中的输入功率的至少一个开关(例如，晶体管，诸如MOS晶体管)，且可包含用于接通及关断开关以调节输出参数(例如，电压或电流)的控制电路(诸如驱动器)。举例而言，通常，开关调节器级还耦合至输出电容器以储存输出电压。在此说明性附图中，举例而言，第一开关调节器级602可通过第一电感器(未显示)耦合至输出节点610，且第二开关调节器级604可通过第二电感器(未显示)耦合至输出节点612。控制电路可包含分别用于控制级602及604中的开关的电路606及608以调节VAC及VOUT。
第二开关调节器级604通过第二电感器(未显示)及电容器C1耦合至输出节点610。电容器620具有耦合至具有电压VOUT的输出节点610的第一端子。电容器620的第二端子耦合至具有电压VAC的第二开关调节器级604。因此，在此示例性结构中，在节点612处具有电压VAC的第二开关调节器级604的输出经AC耦合至具有电压VOUT的输出节点610。
在此示例中，开关调节器级602及604两者接收输入电压VIN及参考电压VREF。在其他实施例中，由电路的一部分内部产生一个或多个参考电压。第一开关调节器级602具有耦合至电容器620的第一端子的反馈输入FB1，且第二开关调节器级604具有耦合至电容器620的第二端子的第二反馈输入FB2。反馈输入FB1及FB2可用于控制输出节点610上的电压VOUT及控制电容器的第二端子上的电压VAC。
第一开关调节器级602可包含控制电路606以产生穿过第一电感器的第一电流以维持VOUT处于特定电压。该特定电压可通过VREF(举例而言)及第一控制回路设定。第二开关调节器级604可包含控制电路608以产生穿过第二电感器的第二电流以维持电压VAC处于特定电压。举例而言，VAC可通过VREF及第二控制回路设定。在此示例中，由于第二开关调节器级604经AC耦合至输出节点610，因此第二开关调节器级604可分别推动电流至输出节点610及自输出节点610拉动电流以提高输出节点610处的压摆率能力。因此，开关调节器级602及604两者可推动电流至输出节点610及自输出节点610拉动电流。在一项实施例中，流向节点610的DC负载电流是由第一开关调节器级602(例如，专门地)提供的且AC电流是由第二开关调节器级604响应于节点610处的瞬变(例如，负向载电流的一改变或所要输出电压的一改变)而穿过电容器620提供至节点610的。
某些实施例的特征及优点包含维持不同调节输出电压的AC耦合开关调节器级。如上所述，开关调节器级602可调节节点610上的电压VOUT且开关调节器级604可调节节点612上的不同电压VAC。在一项实施例中，第一开关调节器级602以第一占空比操作且第二开关调节器级604以第二占空比操作。一降压(buck)开关调节器的占空比如下：
D＝Vo/Vin，
其中D是占空比，Vin是输入电压，且Vo是输出电压。因此，对于图6中的电路，其中VAC<>VOUT，不同占空比如下：
D1＝VOUT/VIN，
D2＝VAC/VIN，且
D1<>D2，
其中D1是开关调节器级602的占空比，D2是开关调节器级604的占空比，VOUT是开关调节器级602的输出电压，VAC是开关调节器级604的输出电压，且VIN是通至两个级的输入电压。在一项实施例中，VIN大于VAC，且VAC大于VOUT(例如，两个级都是降压「buck」电压变换器)。因此，在某些有利示例性实施方案中，第二开关调节器级的占空比(D2)大于第一开关调节器级的占空比(D1)。对于降压开关调节器，占空比设定平均输出电压。因此，占空比设定正向电感压摆率(即，Vin-Vout/L)和负向电感压摆率(即，–Vout/L)。具有设定AC相的占空比的自由度有利地允许对AC相的正向及负向电流压摆率最佳设置的选择且优化系统以获得良好调节性能。
在下文更详细阐述的一项示例性实施例中，第一控制回路维持输出节点610上的电压处于第一电压VOUT，且第二控制回路维持介于电感器与电容器C1之间的节点612上的电压处于第二电压VAC，其可以是输入电压VIN和/或第一电压VOUT的函数。举例而言，在一项示例性实施方式中，VAC可以被调节为约VIN的一半(即，VAC＝1/2VIN)。在下文更详细阐述的另一示例中，VAC如下：
VAC＝VIN–VREF，其中VREF＝VOUT。
在后者条件下，如下文进一步阐述的，正向及负向电流及电压压摆率可以相等。
图6B示出了说明根据一项实施例的示例性开关调节器结构。开关调节器级602接收输入电压VIN且在节点610上产生输出电压VOUT。开关调节器级604接收输入电压VIN且产生输出电压VAC。在此示例中，VIN对于两个级是相同电压，但举例而言，在某些应用中，两个级可接收不同输入电压水平以提高效率。在此示例中，控制电路630自节点610接收反馈输入以感测电压VOUT及自节点612接收另一反馈输入以感测VAC。控制电路630可包含耦合至开关调节器级602的第一输出及耦合至开关调节器级604的第二输出以配置级602及604来产生经调节电压VOUT及VAC。在一项实施例中，控制电路630包含两个内部电压参考(例如，VREF_DC及VREF_AC)以调节级602及604上的电压。举例而言，在一项实施例中，用于调节VAC的参考电压VREF_AC是至少基于用于调节VOUT的参考电压VREF_AC而产生。在一项实施例中，VREF_AC大于VREF_DC。
图6C示出了说明根据一项实施例的另一示例性开关调节器结构。在此示例中，控制电路690包含具有耦合至节点610的输入及耦合至开关调节器级604以修改开关调节器级604的操作的输出的控制电路631。此外，控制电路690包含具有耦合至节点612的输入及耦合至开关调节器级602以修改开关调节器级602的操作的输出的控制电路632。举例而言，在一项实施例中，电路631具有用于对节点610上的瞬变作出响应的第一带宽及电路632具有用于重设节点612上的电压的第二带宽，且第一带宽大于第二带宽。在一项实施例中，控制电路632可在节点610中产生电流以使节点610中的对应电流自开关调节器级604偏移以重设节点612上的电压VAC。
出于说明性目的，下文在图17及图22中提供控制电路的两个示例性实施方案。
图7示出了说明根据一项特定实施例的示例性应用。在此示例中，处理电路702(或「处理器」)在Vdd端子上接收电源供电电压VOUT。电源供电电压VOUT由可调整开关调节器电源704(包括第一开关调节器级706及第二开关调节器级708)产生。为减少功率消耗，可期望改变处理电路702所使用的电源供电电压VOUT(例如，基于处理器的工作量)。在一项示例性实施例中，电源管理电路714(或「电源管理器」)可监视处理电路702的状态且可判定何时电源供电电压VOUT可改变以减少功率消耗。举例而言，开关电源704可接收对应于来自电源管理器714的期望电压输出VOUT的控制信号712。因此，当用于改变电源供电电压VOUT的条件发生时，诸如当处理器工作量增加时，处理电路702可将控制信号710发送至电源管理器714以改变(举例而言)开关调节器级706和/或708所使用的参考电压(例如，VREF)且继而改变VOUT处的电压。举例而言，示例性处理电路702可包含若干种不同类型的处理器，诸如一个或多个微处理器、内存、系统统单芯片或基于改变操作条件在不同时间周期期间消耗不同功率量的其他类型的复杂电子电路，包含但不限于数据处理器(诸如CPU、内存、图形处理器、网络处理器等)。在某些实施例中，单个处理器可接收来自多个开关电源704的多个不同电源供电电压以为不同功率域提供功率，且在每一功率域中，电源供电电压可随时间改变以减小功率消耗。
当开关电源704接收指示输出电压VOUT需要的改变(例如，在REFctrl输入上)的信号712时，用于开关电源704的内部参考电压可变为新电压。开关电源704可以产生自第一开关调节器级706穿过第一电感器至输出的第一电流，且可进一步产生自第二开关调节器级708穿过第二电感器及电容器(C1)720至输出节点的第二电流。基于电流的极性，可以改变开关电源704的输出处的电压VOUT(例如，处理电路的电源供应端子Vdd上的电压)。
图8示出了说明根据一项实施例的另一示例。此示例包含控制电路(「CONTROL」)802及根据所示拓扑配置的电感器及电容器网络。控制电路802可包含一个或多个参考电压，诸如VREF。举例而言，在一项示例性实施例中，VREF经外部控制以改变输出电压VOUT。在某些实施例中，控制电路802可产生多个不同参考电压(例如，VREF DC及VREF AC)用于在不同电压下调节VOUT及VAC。控制电路802可包含耦合至节点814以接收电压VOUT及耦合至节点812以接收电压VAC的控制电路以控制开关调节器级的操作。下文更详细阐述示例性控制电路。
从图8可以看到，第一开关调节器级806接收输入电压VIN且在输出节点814产生输出电压VOUT。在此示例中，VOUT等于参考电压VREF，但在其他实施例中，VOUT可与VREF相关(例如，经由控制电路中的电阻分压器或增益级与VREF线性相关)。第一开关调节器级806(在本文中偶尔称为「DC级」)包含开关S3及S4、电感器LDC以及用于接通(开关短路或「闭合」)及关断(开关开路或「断开」)开关S3及S4的控制电路。开关S3具有耦合至用以接收输入电压VIN(例如，从电源)的节点的第一端子。S3的第二端子耦合至开关节点SWDC。开关S4具有耦合至开关节点SWDC的第一端子及耦合至用以接收参考电压(例如，接地或另一低侧电源供电电压)的节点的第二端子。第一电感器LDC具有耦合至开关节点SWDC的第一端子及耦合至节点814的第二端子。
第二开关调节器级804接收输入电压VIN且在输出节点812上产生输出电压VAC。第二开关调节器级804(在本文中偶尔称为「AC级」)包含开关S1及S2、电感器LAC以及用于接通及关断开关S1及S2的控制电路。开关S1具有耦合至用以接收输入电压VIN的节点的第一端子。S1的第二端子耦合至开关节点SWAC。开关S2具有耦合至开关节点SWAC的第一端子及耦合至用以接收地电位的节点的第二端子。第二电感器LAC具有耦合至开关节点SWAC的第一端子及耦合至节点812的第二端子。开关S1至S4可使用各种技术(诸如晶体管(例如，MOS晶体管))实施。
电容器CAC 820耦合于具有第一电压VOUT的第一开关调节器级806的输出节点814与具有第二电压VAC的第二开关调节器级804的输出节点812。输出节点814又可耦合输出电容器COUT 821及负载电路850。如上所述，操作级804及806中的开关以调节电压VOUT及VAC。VOUT又可用于从级804至CAC电容器以快速摆动能力补充提供电压及电流至跨越负载电流和/或电压的范围的负载电路850。
控制电路802包含耦合至节点814的第一反馈输入(标记为VOUT)及耦合至节点812的第二反馈输入(标记为VAC)。控制电路802可包含通过电路836(例如，驱动电路及其他控制电路)耦合至开关S3及开关S4的第一输出以在节点814上产生调节电压VOUT。类似地，控制电路802可包含通过电路834(例如，驱动电路及其他控制电路)耦合至开关S1及开关S2的第二输出以在节点812上产生调节电压VAC。因此，控制电路802及开关级804及806调节节点814上的电压VOUT及调节节点812上的电压VAC。在下文所阐述的示例性实施例中，控制电路802可具有多个反馈路径及相关的控制电路。举例而言，在一项实施例中，控制电路802可包含：第一控制电路，该第一控制电路具有耦合至节点814的输入及耦合至开关调节器级804以修改开关调节器级804的操作的输出；及第二控制电路，该第二控制电路具有耦合至节点812的输入及耦合至开关调节器级806以修改开关调节器级806的操作的输出。在一项示例性实施例中，控制电路802包含：第一控制电路，该第一控制电路具有用于对节点814上的瞬变作出响应的第一带宽；及第二控制电路，该第二控制电路具有用于重设节点812上的电压的第二带宽，其中该第一带宽大于该第二带宽。控制电路802可进一步产生多个不同参考电压以用于调节VOUT及VAC，如下所述。
本发明的实施例包含能够利用高降压比的开关变换器。特定实施例可在多个闭合回路的控制下结合DC相(LDC)中的高正向电感电流压摆率与AC相(LAC)中的高负向电感电流压摆率以响应于参考电压步阶或电流负载步阶而提供快速电压调节。DC相以高正向电流压摆率及低负向电流压摆率为特征。AC相以相反情况(低正向电流压摆率及高负向电流压摆率)为特征。
在诸多应用中，诸如如上所述的DVFS，可期望尽可能快速地转变电压(例如，以使得尽可能紧密地遵循处理电路的实际工作量曲线以获得最大功率节省)。在某些应用中，亦可期望摆动是对称的或至少正向边缘及负向边缘具有类似速度。举例而言，某些示例性实施例可结合DC相电流及AC相电流以支持±(Vin/L)的对称电流压摆率。
本发明的某些实施例的特征及优点包含正向输出电流压摆率等于负向输出电路压摆率。除了此对称压摆率性质外，某些实施例的特征在于推拉和/或拉推电流动作能够大大增加输出节点814的电压压摆率。
在一项实施例中，对称电流压摆率可通过将VAC节点812闭合回路调节至等于下式的电压而获得
VAC＝A×VIN+B×VOUT+C，
其中A、B及C是系统系数。系数可以根据广泛应用范围的所期望的性能被配置成各种值。举例而言，在下文更详细阐述的一项实施例中，系数可以被设置为A＝1、B＝-1及C＝0(即，VAC＝VIN-VOUT)，用于对称响应性能。在另一示例性实施例中，系数可以被配置为A＝1/2；B＝C＝0(即，VAC＝1/2VIN)。对于以下的示例，将假定A＝1、B＝-1及C＝0，但也可使用不同值。
图9示出了图8中的电路的一项示例性结构，用于VAC＝VIN-VOUT的情形下的正向电流摆动。图10示出了图8中的电路的一项示例性结构，用于VAC＝VIN-VOUT的情形下的负向电流摆动。在这些示例中，系统利用CAC电容器以驱迫VAC节点812上的电压等于VIN-VOUT。在图9及10中，假定VOUT＝VREF，因此，VAC在以下说明中被设置为等于VIN-VREF。
如图9中所示，跨越电感器LDC的电压是大正向电压(VIN-VREF)。因此，来自LDC的电感电流正向压摆率是：
(VIN–VREF)/L。
类似地，跨越电感器LAC的电压是VIN–(VIN–VREF)。因此，来自LAC的电感电流正向压摆率是：
VREF/L。
因此，对于正向摆动，LDC电感器具有比LAC电感器大得多的电压及对应压摆率。然而，两个电感电流的总和以下式摆动上升：
VREF/L+(VIN–VREF)/L＝VIN/L。
图10显示了用于负向电流摆动的电路结构。如图10中所示，跨越电感器LAC的电压是大负向电压(-(VIN-VREF))。因此，来自LAC的电感器负向电流压摆率是：
-(VIN–VREF)/L。
类似地，跨越电感器LDC的电压是(–VREF)。因此，来自LAC的电感电流负向压摆率是：
-(VREF/L)。
如此，对于负向摆动，LAC电感器具有比LDC电感器大得多的电压及对应压摆率。然而，两个电感电流的总和以下式摆动下降：
(-VREF/L)+(-(VIN–VREF)/L)＝-VIN/L。
因此，在这些条件下，用于正向摆动的电感电流压摆率的总和在量值上等于用于负向摆动的电感电流压摆率的总和。
图9及10证明节点814处的对称摆动可通过在不同开关相位期间跨越AC耦合的LDC及LAC电感器施加相等但相反的电压来获得。举例而言，第一开关相位中(例如，当S1及S3闭合时)跨越LDC电感器的电压(VIN-VREF)是大约等于第二开关相位中(例如，当S2及S4闭合时)跨越LAC电感器的电压(VIN-VREF)。类似地，第二开关相位中(S2/S4闭合)跨越LDC电感器的电压(-VREF)大约等于第一开关相位中(S1/S3闭合)跨越LAC电感器的电压(-VREF)。因此，在两个相期间电感电流的总和相同。
如图9中所示，将VAC节点812电压调节处于(VIN-VREF)允许在输出处消除VREF项，且所得的组合电流压摆率是基于VIN的。类似地，如图10中所示，跨越LAC端子施加的大负向电压-(VIN-VREF)是通过使LAC的端子中的一者接地且将另一者连接至VAC节点812来产生的。再次以闭合回路将VAC节点812电压调节处于(VIN–VREF)导致VREF项的消除，产生基于VIN的组合压摆率。因此，在此示例中，正向压摆率及负向压摆率独立于输出电压VOUT。对于此示例性实施方案，若VAC未经调节，则VAC与(VIN-VREF)的任意偏差可使VOUT调节降级且影响性能。
图11显示了根据一项示例性操作的用于图8至10中的电路的电流及电压波形。波形显示系统如何响应于电压参考(VREF)上升并接着下降。注意，降压响应的特征在于以初始负向压摆率快于现有的降压开关调节器(电流快速下降)且整体响应是对称的。
在该示例中，在稳定状态中，回路独立地控制LDC及LAC电感器中的每一者的瞬时占空比。将LDC及LAC电感器占空比独立控制处于稳定状态可确保将VAC节点812电压主动调节处于所期望的电压水平(例如，VIN-VREF)，以期待下一负载步阶。
在一项示例性实施例中，可以操作图8至10的电路以执行推拉及拉推动作以提高系统响应。从图11可以看到，LDC电感电流ILDC快速上升，但缓慢下降。相反地，LAC电感电流ILAC快速下降但缓慢上升。结合LDC电感电流ILDC的快速上升后接着LAC电感电流ILAC的快速下降(称为「推拉动作」)允许系统使馈送输出节点814的电感电流的总和ILDC+ILAC快速上升及下降以在输出处产生正向电压步阶。图12示出了说明图8至10的电路的推拉操作。控制电路802首先启动推动操作，此配置开关调节器804、806以增加流至输出节点814中的电流。接下来，控制电路802启动拉动操作，此结构开关调节器804、806以减少流至输出节点814中的电流。通过将LAC电感电流ILAC配置成快速摆动下降，系统具有在输出节点814消除先前建立于LDC电感器中的正向电流的能力。
相反地，结合LAC电感电流ILAC的快速下降后接着LDC电感电流ILDC的快速上升(称为「拉推」动作)允许系统使馈送输出节点814的电感电流的总和ILDC+ILAC快速下降及上升以在输出节点814处产生负向向电压步阶。图13示出了说明图8至10的电路的拉推操作。控制电路802首先启动拉动操作，此将开关调节器804、806配置为减少流至输出节点814中的电流。接下来，控制电路启动推动操作，此将开关调节器804、806配置成增加流至输出节点814中的电流。通过将LDC电感电流ILDC配置成快速摆动上升，系统具有在输出节点814处消除事先建立于LAC电感器中的负向电流的能力。
可响应于参考电压(VREF)上的装载事件或正向电压步阶而执行推拉操作。推拉动作可以3步骤执行。首先，控制电路802通过命令开关S1及S3将SWAC及SWDC节点短接至VIN来驱迫电感电流的总和ILAC+ILDC快速摆动上升。然后，在一时间延迟后，控制电路802通过命令开关S2及S4将SWAC及SWDC节点短接至接地来驱迫LAC及LDC电感电流的总和ILAC+ILDC快速摆动下降。最后，一旦LDC及LAC电流的总和ILAC+ILDC已返回至负载电流(例如，在图12中设定为0)，控制电路802可驱动开关以使LAC电流ILAC尽可能快速返回至0同时维持电感电流的总和ILAC+ILDC等于负载电流。
相反地，响应于参考电压(VREF)上的卸载事件或负向电压步阶，以3个步骤进行拉推动作。首先，控制电路802通过命令开关S2及S4将SWAC及SWDC节点短接至接地来驱迫LAC及LDC电感电流的总和ILAC+ILDC快速摆动下降。然后，在一可能时间延迟之后，控制电路802通过命令开关S1及S3将SWAC及SADC节点短接至VIN来驱迫LAC及LDC电感电流的总和ILAC+ILDC快速摆动上升。最后，一旦LDC及LAC电感电流LAC及LDC的总和已返回至负载电流(例如，在图13中设定为0)，控制电路802即驱动开关以使LAC电流ILAC尽可能快速返回至0同时维持电感电流的总和ILAC+ILDC等于负向载电流。
图14示出了根据另一示例性实施例的再充电动作。图6及8中所示的电路的输出VOUT处的瞬时活动可导致VAC电压的偏差。因此，举例而言，本发明的实施例可包含用于重设VAC上的电压而不影响耦合至VOUT的负载的技术。举例而言，响应于输出814处的瞬变，开关调节器级804可在第一时间周期期间产生穿过CAC电容器通至节点814的电流(例如，正向或负向极性)，此在节点812处产生CAC电容器上的VAC电压的改变。此后，开关调节器级804可在第一时间周期之后的第二时间周期期间产生CAC再充电电流(例如，相反极性)以重设通至VAC的电容器上的电压。可通过来自级806的电流的对应改变而计及自级804穿过CAC电容器且通至节点814中的额外CAC再充电电流，因此负载电流不受影响。举例而言，开关调节器级806可在相同时间周期期间产生通至第一节点的电流，该电流至少包括具有与来自级804的CAC再充电电流大致相等的量值及相反极性的CAC再充电电流分量。如由所述，在一项实施例中，举例而言，由于在不同开关相位期间跨越LAC电感器的电压，因此由开关调节器级804响应于瞬时所产生的电流可以具有比CAC再充电电流的压摆率大得多的压摆率。在一项示例性实施例中，控制电路可以具有经由反馈输入VAC耦合至节点812的输入以接收电压VAC。控制电路的输出可耦合至开关调节器级806以在节点814中产生电流分量以使节点814中的对应电流自开关调节器级804偏移以重设节点812上的电压VAC。
可通过参考对称推拉或拉推结构中的以下示例而进一步理解CAC再充电。推拉或拉推动作将使CAC电容器放电且导致VAC节点812电压与设定值产生偏差(例如，VIN-REF)。为使CAC电容器尽可能快速放电(例如，为下一瞬时作准备)，控制电路802可以配置DC级806从VOUT节点814吸取与AC级804供应至VAC节点812相等的电流。以此方式，可使VOUT上的干扰最小化。如图14中所示出了，控制电路802可以配置AC级804以产生流至CAC电容器的顶部端子中的正向CAC再充电电流。为产生流至输出电容器COUT中的净零总输出电流，控制电路802亦可同时配置DC级806以产生自CAC电容器的底部端子输出的负向CAC再充电电流。
图15至16示出了用于一项示例性实施方案的推拉、拉推及再充电波形。如图15至16中所示，当负载瞬变或输出电压步阶事件发生和推拉或拉推动作执行时，VAC电压移动远离所期望的VIN-VREF电压。在图15至16中示出了VAC下降到低于其标称值VIN-VREF。在某些应用中，可期望系统通过使VAC节点812电压快速返回至其VIN-VREF值来尽可能快速从先前的瞬时恢复以为下一瞬时作准备。
可在不干扰输出电压(VOUT)的调节的情况下进行VAC节点812的再放电。为完成上述情况，电流可通过LAC电感器供应至VAC节点812中同时具有相反极性的相同电流可通过LDC电感器自VOUT节点814吸取。所供应电流(自LAC电感器)及所吸取电流(自LDC电感器)在VOUT输出节点814彼此消除。因此，VOUT节点814电压不受跨越CAC电容器的电压的摆动影响。在图15至16中示出的过程的再充电相为电感电流ILDC及ILAC在推拉/拉推脉冲之后与其标称值相交的点。控制电路802配置AC级804以导致LAC电感电流ILAC继续增加且控制电路802配置DC级806以导致LDC电感电流ILDC继续减少，而非返回至稳态操作。再充电动作在跨越CAC电容器的电压使得VAC节点812电压已返回至其标称值的点处完成。系统然后返回至稳态。
图17示出了实施例的一项示例性实施方案。此示例性系统中的控制电路包含AC控制区块1702、DC控制区块1704、大信号校正区块1706、VREF AC产生器1710及推拉/拉推后VAC再充电区块1708。
AC控制区块1702连同开关SW_AC_HS及SW_AC_LS形成现有降压开关调节器，该现有降压开关调节器包含参考电压输入VREF_AC、反馈电压输入VFB及控制开关SW_AC_HS(例如，接通)的频率输入CLK。AC控制区块1702在大信号校正区块1706非作用中时调节VAC节点1712处于VREF_AC(例如，VIN-VREF)。下文阐述当大信号校正区块1706作用中时对VAC节点1712的调节。
DC控制区块1704连同开关SW_DC_HS及SW_DC_LS形成现有降压开关调节器，该现有降压开关调节器包含一参考电压输入VREF_DC、一反馈电压输入VFB及控制开关SW_DC_LS(例如，接通)的频率输入CLK。当大信号校正区块1706非作用中时，DC控制区块1704调节VOUT节点处于VREF_DC。下文阐述当大信号校正区块1706作用中时对VOUT节点1714的调节。
VREF AC产生器1710在AC控制区块1702处的控制AC VREF_AC输入处产生VREF_AC参考电压，且被定义为VIN及VREF_DC的函数(即，f(VIN,VREF_DC))。以下是VIN及VREF_DC的一个示例性函数：
VREF_AC＝A×Vin+B×VREF_DC+C
A、B及C是系数。如上文的一项示例所述，可使用以下值：A＝1、B＝-1及C＝0。因此，VREF_AC将接收以下电压：
VREF_AC＝Vin–VREF_DC，
此将配置AC级824以在VAC节点1712上维持控制电压VIN-VREF_DC，其中在此示例中VREF_DC＝VOUT。
在此示例中，大信号校正区块1706实施上文所阐释的推拉及拉推动作。控制电路大信号校正区块1706发送输出VOUT及输入参考VREF_DC信号以侦测参考或负载步阶且产生输出以修改AC级824及DC级826的操作。在一项实施例中，可通过产生4个电流临限值来实施推拉及拉推：(Des_AC_pos)、(Des_AC_neg)、(Des_DC_pos)及(Des_DC_neg)。直观地，四个电流临限值各自表示LAC及LDC电感电流的总和ILAC+ILDC的一所要值。使用AC及DC命名规约，此乃因对照LAC及LDC电感器输出电流的总和ILAC+ILDC(例如，总输出电流)比较电流临限值的每一者且每一比较对AC级824或DC级826起作用。四个电流临限值用于侦测调节故障，举例而言，当电感器的电流的总和ILAC+ILDC不恰当且需要推动或拉动以重新建立调节时。
在此示例中，电流临限值中的每一者可通过控制器1716使用误差信号Ve'＝(VOUT–VREF_DC)的比例项、积分项及微分项的结合形成，如以下：
X、Y、Z是系统系数。四个电流临限值中的每一者可通过不同X、Y、Z系数集产生。比例项取决于目前(瞬时)误差，积分项取决于过去误差的累积，且差分项取决于对未来误差的预测。比例、积分、微分反馈控制将误差值计算为程序变量与其期望值的间的差(例如，VREF_DC–VOUT)控制器1716尝试通过调整控制输入而使误差最小化。
状态机1718比较电流临限值中的每一者与电感电流的总和Isum＝(ILDC+ILAC)以触发4种不同情形(A(推动)、B(拉动)、C(拉动)及D(推动))来执行上文所阐述的推拉及拉推动作。举例而言，可使用电流感测电路(未显示)来感测电感电流ILDC及ILAC。表1示出了用于产生推/拉或拉/推操作的条件。
表1
表1概括了导致推拉及拉推动作的状态机器条件。图18示出了通过情形A、B、C及D标记的推拉及拉推波形。
注意，延迟组件(图17中未显示)可实施于状态机器中以驱迫推拉动作中的推动的结束与拉动的开始之间的延迟，以及拉推动作中的拉动的结束与推动的结束之间的延迟。
若输出电压被命令上升(例如，若VREF_DC上升)，则VREF_DC将增加超过VOUT，且Des_DC_pos将大于ILDC+ILAC，此触发情形A。在此示例中，对于至少某些特定时间周期(例如，定时器1)尚未发生情形C的额外约束设定推拉可接在拉推之后的最小时间。情形A导致将用于DC级826的VFB驱动为低，驱迫来自DC级826的正向电流摆动。当在特定时间周期内(例如，定时器2)总输出电流Isum大于Des_AC_pos且已发生情形A(推动)时发生拉动(情形B)。举例而言，然后AC级824被命令产生一负向电流摆动(情形B)。情形B导致将用于AC级824的VFB驱动为高，驱迫来自AC级824的负向电流摆动。以此方式，形成正向电流脉冲且将其推动至输出节点1714。脉冲持续时间与有限摆动时间(±Vin/L)及用于目标净正向压摆率进行调整的事件A与事件B之间的延迟相关。
若输出电压被命令下降(例如，若VREF_DC下降)，则VREF_DC将减少低于VOUT，且Des_AC_neg将小于ILDC+ILAC，此触发情形C。在此示例中，对于至少某些特定时间周期(例如，定时器3)尚未发生情形A的额外约束设定拉推可接在推拉之后的最小时间。情形C导致将用于AC级824的VFB驱动为高，驱迫来自AC级824的负向电流摆动。当在特定时间周期(例如，定时器4)内总输出电流Isum小于Des_DC_neg且已发生情形C(拉动)时发生推动(情形D)。情形D导致将用于DC级826的VFB驱动为低，驱迫来自DC级826的正向电流摆动。以此方式，形成负向电流脉冲且将其自输出节点1714拉动。脉冲持续时间取决于有限摆动时间(±Vin/L)及用于目标净负向压摆率进行调整至情形C与情形D之间的延迟。
此示例性实施方案仅驱迫以最高电流压摆率(沿所要求方向)为特征的电感器来对于A、B、C及D情形中的每一者摆动。然而，在另一实施例中，系统可经设计以也驱迫具有较低电流压摆率(沿所要求方向)的相反级来用于彼等4种情形中的每一者摆动。
如上所述，推拉或拉推事件将使CAC电容器放电且VAC节点1712电压与(VIN-REF)产生偏差。为尽可能快速充电，为下一瞬时作准备，ControlDC调节器可自VOUT节点1714吸取如由ControlAC调节器供应至VAC节点1712的相等电流。自VAC节点1712至DC级826的输入的控制电路1708感测VAC且修改DC级826的操作。在此示例中，电路1708在节点1714中产生电流以使节点1714中的对应电流自AC级偏移以重设节点1712上的电压VAC。推拉/拉推后VAC再充电区块1708在VOUT电压的顶部上添加信号(或偏移)且将总和馈送至ControlDC反馈节点。此驱迫LDC电感器吸取CAC再充电电流，如上文所阐述。在此示例中，经添加信号具有PID形式且如下产生：
其中X、Y及Z是此再充电功能特有的系数且可经设定以匹配ControlAC开关调节器824的转移函数。在此示例中，推拉/拉推后VAC再充电区块1708包含误差放大器AMP，该误差放大器AMP接收VREF_AC(例如，VAC节点1712所期望的值，VIN-VREF)及VAC(例如，VAC节点1712处置实际电压)且产生误差信号Ve。可以确定和结合比例、积分及微分项以在DC级826反馈回路中产生适当信号以驱动ControlDC区块1704的反馈输入，该反馈输入继而驱动开关SW_DC_HS及SW_DC_LS以吸取电流以使用于使CAC电容器再充电的电流偏移。
各种实施例可扩展至各种形式的多相架构。如用于现有降压调节器，多相架构呈现数个优点，诸如：1)减少个别功率开关及电感器的电流水平；2)当操作时，提供较高电流压摆率及较低电压涟波。
图19显示了第一多相实施方案示例，其中N个AC电感器L连接至节点VAC且M个DC电感器L连接至VOUT输出节点1914。特定而言，实施方案包含N个AC相PHASE AC1至PHASE ACN，及M个DC相PHASE DC1至PHASE DCM。AC相及DC相中的每一者如1904处所示实施。注意，每一电感器L可具有一不同电感值。
图20显示第二多相实施方案示例，其中N个AC电感器连接至N个VAC节点2012-1至2012-N，且M个DC电感器连接至VOUT输出节点2014。特定而言，实施方案包含N个AC相PHASEAC1至PHASE ACN，及M个DC相PHASE DC1至PHASE DCM。AC相及DC相中的每一者如2004处所示实施。注意，每一电感器L可具有一不同电感值。
图21显示K组具有N个AC电感器及M个DC电感器的第三多相实施方案示例。每一DC电感器连接至VOUT输出节点2114。K组N个AC电感器中的每一者连接至VAC节点2112-1至2112-K中各别者。K个节点2112中的每一者由电容器CAC1至CACK中的各别者连接至VOUT输出节点2114。特定而言，实施方案包含N×K个AC相PHASE AC11至PHASE ACNK，及M个DC相PHASE DC1至PHASE DCM。AC相及DC相中的每一者如2104处所示实施。注意，每一电感器L可具有一不同电感值。在某些实施例中，AC相的K组可包含不同数目个PHASE AC。
图22示出了另一示例性实施例。此示例中所示的系统包含两个电流输入/电流输出开关调节器级PHASE AC 2202及PHASE DC 2204、具有耦合至VAC节点2212的输入的第一控制电路包含放大器2206A及PID组件(比例、积分及微分求和组件)2208A、具有耦合至VOUT节点2214的输入的第二控制电路包含放大器2206B及PID组件2208B及具有耦合至VOUT节点2214的输入的第三控制电路包含放大器2206C及PID组件2208C。第一控制电路的输出与求和组件2210A中的第二控制电路的输出结合且耦合至级PHASE AC 2202的输入。第一控制电路的输出与求和组件2210B中的第三控制电路的输出结合且耦合至级PHASE DC 2204的输入。PHASE AC 2202的VAC输出节点2212通过电容器CAC连接至PHASE DC 2204的VOUT输出节点2214。VOUT输出节点2214亦通过电容器COUT连接至系统接地。每一开关调节器级2202、2204分别包含额外控制电路2216及2218、两个功率开关S1、S2及S3、S4及一输出电感量LAC及LDC。
PHASE AC开关调节器2202的电流命令是两个分量的总和：VOUT与VREF_DC之间的差(由放大器2206B放大且然后由PID组件2208B处理)及VAC与VREF_AC之间的差(由放大器2206A放大且由PID组件2208A处理)。自VOUT节点2214至级PHASE AC及PHASE DC的输入的第二控制电路及第三控制电路可被配置为具有用于对VOUT节点2214上的瞬变作出响应的宽带宽。举例而言，自VAC节点2212至级PHASE AC及PHASE DC的第一控制电路可被配置为具有比第二及第三控制电路低的带宽以用于经由CAC电容器再充电重设节点2212上的VAC电压。举例而言，VAC节点2212之间的第一控制电路进一步产生CAC再充电电流(例如，经由通至级2202的2210A处的加法信号)及对应的相反电流分量(例如，经由通至级2204的2210B处的减法信号)以使电流自级2202偏移以重设CAC电容器上的电压而不影响负载电流。
PHASE DC开关调节器2204的电流命令是两个分量之间的差：(i)首先，VOUT与VREF_DC之间的差(由放大器2206C放大且然后由PID组件2208C处理)及(ii)其次，VAC与VREF_AC之间的差(由放大器2206A放大且然后由PID组件2208A处理)。注意，每一PID组件2208可使用用于线性、微分、积分及积分常数参数的不同参数集。类似地，三个放大器2206中的每一者可设立有一不同增益项。
图22的实施例提供一极其线性响应且在需要时通过提供推拉及推拉动作而获得对VOUT输出节点2214的快速及对称调节。此实施方案的线性本质可以很容易使其稳定。注意，此实施方案可容易转换成电压模式和/或多相。
上文所阐述的技术可适用于广泛范围的实施方案及实施例。举例而言，在一项实施例中，本发明包含电子电路，该电子电路包括：第一开关调节器级，其用以接收第一输入电压且在第一节点上产生第一电压；第二开关调节器级，其用以接收该第一输入电压且在第二节点上产生第二电压；及电容器，其包括耦合至该第一节点的第一端子及耦合至该第二节点的第二端子，其中该第一开关调节器级及该第二开关调节器级被配置为调节该第一节点上的该第一电压且调节该第二节点上的该第二电压。
在一项实施例中，该第一节点上的该第一电压不同于该第二节点上的该第二电压。
在一项实施例中，该第一开关调节器级以第一占空比操作且该第二开关调节器级以大于该第一占空比的第二占空比操作。
在一项实施例中，该第一输入电压大于该第二节点上的该第二电压，且其中该第二节点上的该第二电压大于该第一节点上的该第一电压。
在一项实施例中，该第二节点上的该第二电压大约等于第一系数乘以该第一输入电压、第二系数乘以该第一节点上的该第一电压及常数的总和。
在一项实施例中，该第二节点上的该第二电压大约等于该第一输入电压的一半。
在一项实施例中，该第二节点上的该第二电压大约等于该第一输入电压与该第一节点上的该第一电压之间的差。
在一项实施例中，该第一开关调节器级包括第一电感器且该第二开关调节器级包括第二电感器，其中第一开关相位中跨越该第一电感器的电压大约等于第二开关相位中跨越该第二电感器的电压且该第二开关相位中跨越该第一电感器的电压大约等于该第一开关相位中跨越该第二电感器的电压。
在一项实施例中，该第一开关调节器级包括被配置于第三节点与第一开关节点之间的第一开关，其中该第三节点被配置为接收该第一输入电压；被配置为于该第一开关节点及第四节点之间的第二开关，其中该第四节点被配置为接收参考电压；及被配置为于该第一开关节点与该第一节点之间的第一电感器。此外，第二开关调节器级包括：被配置于第五节点与第二开关节点之间的第三开关，其中该第五节点被配置为接收该第一输入电压；被配置于该第二开关节点与第六节点之间的第四开关，其中该第六节点被配置为接收该参考电压；及被配置于该第二开关节点与该第二节点之间的第二电感器。该电路进一步包括控制电路，该控制电路包括：耦合至该第一节点的第一输入；耦合至该第二节点的第二输入；耦合至该第一开关及该第二开关以调节该第一节点上的该第一电压的第一输出；及耦合至该第三开关及该第四开关以调节该第二节点上的该第二电压的第二输出。
在一项实施例中，该电路进一步包括第二电容器及负载电路，其中该第二电容器及该负载电路被配置于该第一节点与参考电压之间。
在一项实施例中，该电路进一步包括具有耦合至该第一节点的电源供应输入的处理器，其中该第一节点上的该第一电压基于该处理器的工作量而改变。
在一项实施例中，该第二节点上的该第二电压是基于该第一节点上的该第一电压以使得由该第一开关调节器级及该第二开关调节器级产生的该第一节点处的压摆率独立于该第一节点上的该第一电压。
在一项实施例中，该第一开关调节器级包括第一电感器且该第二开关调节器级包括第二电感器，其中该第一电感器中的第一正向电流压摆率与该第二电感器的第二正向压摆率的总和等于该第一电感器中的第一负向电流压摆率与该第二电感器的第二负向压摆率的总和的量值。
在一项实施例中，该第一开关调节器级在第一时间周期期间将第一电流推动至该第一节点，且其中该第二开关调节器级在该第一时间周期之后的第二时间周期期间自该第一节点拉动具有大约等于该第一电流的量值的第二电流穿过该电容器。
在一项实施例中，该第二开关调节器级在第一时间周期期间自该第一节点拉动第一电流穿过该电容器，且其中该第一开关调节器级在该第一时间周期之后的第二时间周期期间将具有大约等于该第一电流的量值的第二电流推动至该第一节点。
在一项实施例中，该第二开关调节器级在第一时间周期期间产生穿过该电容器至该第一节点的具有第一极性的第一电流，且根据该第一电流，在该第二节点处改变该电容器上的电压，其中该第二开关调节器级在该第一时间周期之后的第二时间周期期间产生具有与该第一极性相反的第二极性的第二电流以将该电容器上的该电压重设为该第二电压，且其中该第一开关调节器级在该第二时间周期期间产生通至该第一节点的第三电流，该第三电流至少包括具有与该第二电流大约相等的量值且相反的极性的电流分量。
在一项实施例中，该第一电流具有第一压摆率且该第三电流具有第二压摆率，且其中该第一压摆率大于该第二压摆率。
在一项实施例中，DC负载电流由该第一开关调节器级提供至该第一节点且其中AC电流由该第二开关调节器级穿过该电容器提供至该第一节点。
在一项实施例中，电路进一步包括控制电路，其中该控制电路包括第一电路及第二电路，其中该第一电路具有耦合至该第一节点的输入及耦合至该第二开关调节器级以修改该第二开关调节器级的操作的输出，且其中该第二电路具有耦合至该第二节点的输入及耦合至该第一开关调节器级以修改该第一开关调节器级的操作的输出。
在一项实施例中，电路进一步包括控制电路，其中该控制电路包括第一电路及第二电路，其中该第一电路具有用于对该第一节点上的瞬变作出响应的第一带宽且该第二电路具有用于重设该第二节点上的电压的第二带宽，其中该第一带宽大于该第二带宽。
在一项实施例中，电路进一步包括控制电路，该控制电路具有：输入，其耦合至该第二节点以接收该第二电压；及输出，其耦合至该第一开关调节器级以在该第一节点中产生电流以使该第一节点中的对应电流自该第二开关调节器级偏移以重设该第二节点上的该第二电压。
在一项实施例中，电路进一步包括控制电路，其中该控制电路使用第一参考电压调节该第一节点上的该第一电压，且其中该控制电路使用第二参考电压调节该第二节点上的该第二电压。
在一项实施例中，该第二参考电压是至少基于该第一参考电压而产生。
在一项实施例中，电路进一步包括控制电路，其中该控制电路包括用于调节该第一节点上的该第一电压的第一参考电压及用于调节该第二节点上的该第二电压的第二参考电压，其中该第二参考电压大于该第一参考电压。
在另一实施例中，本发明包含电路，该电路包括：第一开关，其具有第一输入端子及耦合至第一开关节点的第二端子；第二开关，其具有耦合至该第一开关节点的第一端子及第二端子；第一电感器，其具有耦合至该第一开关节点的第一端子及耦合至第一输出节点的第二端子；第三开关，其具有第一输入端子及耦合至第二开关节点的第二端子；第四开关，其具有耦合至该第二开关节点的第一端子及第二端子；第二电感器，其具有耦合至该第二开关节点的第一端子及耦合至第二输出节点的第二端子；电容器，其具有耦合至该第一输出节点的第一端子及耦合至该第二输出节点的第二端子；及控制电路，其包括耦合至该第一输出节点的第一输入、耦合至该第二输出节点的第二输入，其中该控制电路控制该第一开关及该第二开关以在该第一输出节点上产生调节第一电压，且其中该控制电路控制该第三开关及该第四开关以在该第二输出节点上产生调节第二电压。
一项实施例包含设备，该设备包括耦合至输出节点的第一开关调节器级；通过电容器耦合至该输出节点的第二开关调节器级，该电容器具有耦合至该输出节点的第一端子及耦合至该第二开关调节器级的第二端子，其中该第一开关调节器级具有耦合至该电容器的第一端子的反馈输入且该第二开关调节器级具有耦合至该电容器的该第二端子的第二反馈输入。该等级被配置为控制该输出节点上的电压以控制该电容器的该第二端子上的电压。
另一实施例包含设备，该设备包括：第一开关调节器级，其具有用以接收一输入电压的输入，该第一开关调节器级耦合至输出节点，该第一开关调节器级具有用以控制该输出节点上的电压的第一控制回路；第二开关调节器级，其具有用以接收该输入电压的输入，该第二开关调节器级通过电容器耦合至该输出节点，该电容器具有耦合至该输出节点的第一端子及耦合至该第二开关调节器级的第二端子，该第二开关调节器级具有用以控制该电容器的该第二端子上的电压的第二控制回路，其中该第一控制回路将该输出节点上的该电压维持处于第一电压，且其中该第二控制回路将该电容器的该第二端子上的该电压维持在其为输入电压及该第一电压的函数的第二电压。
在另一实施例中，本发明包含开关调节器方法(程序)。尽管在所阐述实施例中，本文中的程序及方法的组件呈现于一项配置中，其他实施例可以其他配置为特征。举例而言，在各种实施例中，程序的某些或所有元素可基于应用以一不同次序、同时地及类似地执行，如本领域技术人员所理解。另外，程序的某些或所有元素可自动执行，亦即，无需人力介入。
一种方法包括：通过第一开关调节器级耦合第一输入电压以在第一节点上产生第一电压，通过第二开关调节器级耦合该第一输入电压以在第二节点上产生第二电压，其中该第一节点通过电容器耦合至该第二节点，及调节该第一节点上的该第一电压及该第二节点上的该第二电压。
在一项实施例中，调节该第一节点上的该第一电压及该第二节点上的该第二电压包括：感测该第一电压及该第二电压；控制被配置于该第一输入电压与第一开关节点之间的第一开关及被配置于该第一开关节点与参考电压之间的第二开关，以将第一电感器的第一端子选择性地耦合于该第一输入电压与该参考电压之间以调节该第一节点上的该第一电压，其中该第一电感器的第二端子耦合至该第一节点；及控制被配置于该第一输入电压与第二开关节点之间的第三开关及被配置于该第二开关节点与该参考电压之间的第四开关，以将第二电感器的第一端子选择性地耦合于该第一输入电压与该参考电压之间以调节该第二节点上的该第二电压，其中该第二电感器的第二端子耦合至该第二节点。
在一项实施例中，该方法进一步包括：将输出电流提供至耦合至该第一节点的负载电流及将该第一电压储存于耦合至该第一节点的第二电容器上，其中该第二电容器及该负载电流被配置于该第一节点与参考电压之间。
在一项实施例中，该方法进一步包括：基于具有耦合至该第一节点的电源供应输入的处理器的工作负载，改变该第一节点上的该第一电压。
在一项实施例中，该方法进一步包括：通过该第二开关调节器级，在第一时间周期期间产生穿过该电容器至该第一节点的具有第一极性的第一电流，且根据该第一电流，在该第二节点处改变该电容器上的电压；通过该第二开关调节器级，在该第一时间周期之后的第二时间周期期间产生具有与该第一极性相反的第二极性的第二电流以将该电容器上的该电压重设为该第二电压；及通过该第一开关调节器级，在该第二时间周期期间产生通至该第一节点的第三电流，该第三电流至少包括具有与该第二电流大约相等的量值且相反的极性的电流分量。
在一项实施例中，该方法进一步包括：将该第一节点上的该第一电压耦合至第一控制电路的输入，该第一控制电路修改该第二调节器级的操作；及将该第二节点上的该第二电压耦合至第二控制电路的输入，该第二控制电路修改该第一开关调节器级的操作。
在一项实施例中，该方法进一步包括：将该第一节点上的该第一电压耦合至第一电路的输入及将该第二节点上的该第二电压耦合至第二电路的输入，其中该第一电路具有用于对该第一节点上的瞬变作出响应的第一带宽且该第二电路具有用于重设该第二节点上的电压的第二带宽，其中该第一带宽大于该第二带宽。
在一项实施例中，该方法进一步包括：将该第二节点上的该第二电压耦合至控制电路的输入，该控制电路控制该第一开关调节器级以在该第一节点中产生电流以使该第一节点中的对应电流自该第二开关调节器级偏移以重设该第二节点上的该第二电压。
在一项实施例中，该方法进一步包括：产生第一参考电压以控制该第一节点上的该第一电压；及产生第二参考电压以控制该第二节点上的该第二电压，其中该第二参考电压大于该第一参考电压。
在一项实施例中，该第二参考电压基于该第一参考电压及该第一输入电压而产生。
图23示出了另一示例性程序。参考图23，程序可在2302处包含：接收来自处理器的第一信号，该第一信号对应于提供电源供电电压至该处理器的开关电源的所期望的电压输出。程序可在2304处包含：改变用于该开关电源的参考电压。在2306处，该程序包含：响应于该改变该参考电压，产生自该开关电源中的第一开关调节器级至输出节点的第一电流。在2308处，程序包含：响应于该改变该参考电压，产生自该开关电源中的第二开关调节器级穿过电容器至该输出节点的第二电流，其中该第二电流的极性与该第一电流相反，且其中该第二电流自该第一电流延迟。
参考图24，程序可在2402处包含：接收第一信号，该第一信号对应于提供电源供电电压至系统的开关电源的所期望电压输出，该第一开关电源包括第一开关调节器级及第二开关调节器级。程序在2404处可包含：响应于该第一信号而改变用于该开关电源的参考电压。程序可在2406处包含：产生自该第一开关调节器级至输出节点的第一电流，其中该第一电流是基于该改变该参考电压及基于该输出节点上的电压而产生。该程序可在2408处包含：产生自该第二开关调节器级穿过电容器至该输出节点的第二电流，其中该第二电流是基于该改变该参考电压及基于该第二开关调节器级与该电容器之间的节点上的电压而产生。
参考图25，程序可在2502处包含：接收第一信号，该第一信号对应于提供电源供电电压至系统的开关电源的所期望的电压输出，该第一开关电源包括第一开关调节器级及第二开关调节器级。程序在2504处可包含：响应于该第一信号，改变用于该开关电源的参考电压。程序可在2506处包含：产生自该第一开关调节器级至输出节点的第一电流，其中该第一电流是基于耦合至该第一开关调节器级的第一反馈信号而产生。程序可在2508处包含：产生自该第二开关调节器级穿过至少一个电容器至输出节点的第二电流，其中该第二电流是基于耦合至该第二开关调节器级的第二反馈信号而产生。
参考图26，程序在2602处可包含：在第一开关调节器级中接收输入电压。程序可在2604处包含：在第二开关调节器级中接收该输入电压。程序可在2606处包含：控制该第一开关调节器级以产生穿过第一电感器的第一电流以在输出节点上维持第一电压。程序可在2608处包含：控制该第二开关调节器级以产生穿过第二电感器及电容器的第二电流以在该第二电感器与该电容器之间的节点上维持第二电压。
在一项实施例中，该第一开关调节器级产生该第一电流且该第二开关调节器级响应于参考信号的改变而产生该第二电流。
在一项实施例中，该第一开关调节器级产生该第一电流及该第二开关调节器级响应于负载电流的改变而产生该第二电流。
在一项实施例中，该方法进一步包括：控制该第一开关调节器级以产生第一电容器再充电电流及控制该第二开关调节器级以产生第二电容器再充电电流，其中该第一电容器再充电电流及该第二电容器再充电电流的总和大约是零。
另一实施例包含设备，该设备包括：第一开关调节器级，其包括第一控制回路；第二开关调节器级，其包括第二控制回路；及电容器。该第二开关调节器级的输出通过该电容器耦合至该第一开关调节器级的输出，且该第一控制回路控制该第一开关调节器的输出处的电压且该第二控制回路控制该第二开关调节器的输出处的电压。
在一项实施例中，该第一控制回路包括用于设定该第一开关调节器级的输出上的第一电压的第一参考电压，且其中该第二控制回路包括用于设定该第二开关调节器级的输出上的第二电压的第二参考电压，其中这些第一及第二电压跨越该电容器确立电压差。
在一项实施例中，该第一控制回路包括用于引起第一偏移以在该第一开关调节器级中产生第一电流的第一电路，且其中该第二控制回路包括用于引起第二偏移以在该第二开关调节器级中产生第二电流，其中这些第一及第二偏移是响应于负载电流的改变或响应于触发第一开关调节器的输出处的电压的改变的信号而引起。
另一实施例包含设备，该设备包括：第一开关调节器级，其包括第一控制回路；第二开关调节器级，其包括第二控制回路，该第二控制回路具有通过电容器耦合至该第一开关调节器级的输出，且其中该第一控制回路控制该第一开关调节器级的输出处的电压且该第二控制回路控制该第二开关调节器级的输出处的电压，其中，响应于负载电流的改变或响应于该第一开关调节器级的输出处的电压的改变，该第一开关调节器级产生具有第一极性的通至负载的第一电流且该第二开关调节器级在延迟之后产生具有与该第一极性相反的第二极性的通至该负载的第二电流。
本发明的特征及方面可实现于数字电子电路中或计算机硬件、固件、软件中或其结合中。本发明的特征(诸如控制算法)可实施于有形地体现于机器可读储存装置中供可程序化处理器执行的计算机程序产品中；本发明的某些方法步骤可通过可程序化处理器来执行，该可程序化处理器通过操作输入数据并产生输出来执行程序指令以执行本发明的功能。本发明的特征及方面可有利地实施于可在可程序化系统上执行的一个或多个计算机程序中，该可程序化系统包含至少一个可程序化处理器(其经耦合以自数据储存系统接收数据及指令且将数据及指令传输到该数据储存系统)、至少一个输入设备及至少一个输出装置。每一计算机程序可以高阶程序或面向对象程序设计语言，或以组件或机械语言(若期望)实施；且在任何情形中，语言可以是编译或解译语言。合适的处理器包括(举例而言)通用及专用微处理器两者。一般而言，处理器将自只读存储器和/或随机存取内存接收指令及数据。一般而言，计算机可包含用于储存数据文件的一个或多个大量储存装置；这些装置包含：磁盘(诸如，内部硬磁盘及可抽换式磁盘)；磁光盘；及光盘。适合于有形地体现计算机程序指令及数据的储存装置包含挥发性或非挥发性内存，其包含：(举例而言)半导体内存装置(例如，EPROM、EEPROM及闪存装置)；磁盘(诸如，内部硬磁盘及可抽换式磁盘)；磁光盘；及CD-ROM磁盘。举例而言，前述者中的任一者皆可由ASIC(特殊应用集成电路)进行补充或倂入于ASIC中。
上述示出了各种实施例连同这些实施例的方面如何实施的示例。上述示例及实施例不应被认为是唯一的实施例，且经呈现以示出了如由以下申请专利范围界定的各种实施例的灵活性及优点。基于上述揭示内容及以下申请专利范围，其他配置、实施例、实施方案及等效内容对于熟习此项技术者将是显而易见的且可在不背离如由申请专利范围界定的实施例的精神及范畴的情况下采用。

Claims (31)

1.一种电子电路，其包括：
第一开关调节器级，其用以接收第一输入电压且在第一节点上产生第一电压；
第二开关调节器级，其用以接收所述第一输入电压且在第二节点上产生第二电压，其中所述第一节点和所述第二节点是不同的节点；
电容器，其包括耦合至所述第一节点的第一端子及耦合至所述第二节点的第二端子；及
控制电路，其中所述控制电路包括第一电路及第二电路，其中所述第一电路具有用于对所述第一节点上的瞬变作出响应的第一带宽且所述第二电路具有用于重设所述第二节点上的电压的第二带宽，其中所述第一带宽大于所述第二带宽；
其中所述第一电路具有耦合至所述第二开关调节器级的输出，且其中所述第二电路具有耦合至所述第一开关调节器级的输出；
其中所述第一开关调节器级及所述第二开关调节器级被配置为调节所述第一节点上的所述第一电压且调节所述第二节点上的所述第二电压。
2.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第一开关调节器级以第一工作循环操作且所述第二开关调节器级以大于所述第一工作循环的第二工作循环操作。
3.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第一输入电压大于所述第二节点上的所述第二电压，且其中所述第二节点上的所述第二电压大于所述第一节点上的所述第一电压。
4.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第二节点上的所述第二电压等于所述第一输入电压与所述第一节点上的所述第一电压之间的差。
5.如权利要求1所述的电子电路，所述第一开关调节器级包括：
第一开关，其被配置于第三节点与第一开关节点之间，其中所述第三节点被配置为接收所述第一输入电压；
第二开关，其被配置于所述第一开关节点与第四节点之间，其中所述第四节点被配置以接收参考电压；及
第一电感器，其被配置于所述第一开关节点与所述第一节点之间，
所述第二开关调节器级包括：
第三开关，其被配置于第五节点与第二开关节点之间，其中所述第五节点被配置为接收所述第一输入电压；
第四开关，其被配置于所述第二开关节点与第六节点之间，其中所述第六节点被配置以接收所述参考电压；及
第二电感器，其被配置于所述第二开关节点与所述第二节点之间，
其中所述控制电路包括耦合至所述第一节点的第一输入、耦合至所述第二节点的第二输入、耦合至所述第一开关及所述第二开关以调节所述第一节点上的所述第一电压的第一输出，及耦合至所述第三开关及所述第四开关以调节所述第二节点上的所述第二电压的第二输出。
6.如权利要求5所述的电子电路，其中跨越第一开关相位中的所述第一电感器的电压等于跨越第二开关相位中的所述第二电感器的电压，且跨越所述第二开关相位中的所述第一电感器的电压等于跨越所述第一开关相位中的所述第二电感器的电压，其中所述第一开关相位表示所述第一开关及所述第三开关闭合，并且所述第二开关相位表示所述第二开关及所述第四开关闭合。
7.如权利要求1所述的电子电路，其进一步包括具有耦合至所述第一节点的电源供应输入的处理器，其中所述第一节点上的所述第一电压基于所述处理器的工作负载而改变。
8.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第一开关调节器级包括第一电感器且所述第二开关调节器级包括第二电感器，其中所述第一电感器中的第一正向电流压摆率与所述第二电感器的第二正向压摆率的一总和等于所述第一电感器中的第一负向电流压摆率与所述第二电感器的第二负向压摆率的总和的量值。
9.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第一开关调节器级在第一时间周期期间将第一电流推动至所述第一节点，且其中所述第二开关调节器级在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间自所述第一节点拉动具有等于所述第一电流的量值的第二电流穿过所述电容器。
10.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第二开关调节器级在第一时间周期期间自所述第一节点拉动第一电流穿过所述电容器，且其中所述第一开关调节器级在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间将具有等于所述第一电流的量值的第二电流推动至所述第一节点。
11.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第二开关调节器级在第一时间周期期间产生穿过所述电容器至所述第一节点的具有第一极性的第一电流，且根据所述第一电流，在所述第二节点处改变所述电容器上的电压，其中所述第二开关调节器级在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间产生具有与所述第一极性相反的第二极性的第二电流以将所述电容器上的所述电压重设为所述第二电压，且其中所述第一开关调节器级在所述第二时间周期期间产生通至所述第一节点的第三电流，所述第三电流至少包括具有与所述第二电流相等的量值且相反的极性的电流分量。
12.如权利要求1所述的电子电路，其中DC负载电流由所述第一开关调节器级提供至所述第一节点且其中AC电流由所述第二开关调节器级穿过所述电容器提供至所述第一节点。
13.如权利要求1所述的电子电路，其中所述第一电路具有耦合至所述第一节点的输入，且其中所述第二电路具有耦合至所述第二节点的输入。
14.如权利要求1所述的电子电路，所述控制电路具有：输入，其耦合至所述第二节点以接收所述第二电压；及输出，其耦合至所述第一开关调节器级以在所述第一节点中产生电流以使所述第一节点中的对应电流自所述第二开关调节器级偏移以重设所述第二节点上的所述第二电压。
15.一种用于开关调节器的方法，其包括：
透过第一开关调节器级耦合第一输入电压以在第一节点上产生第一电压；
透过第二开关调节器级耦合所述第一输入电压以在第二节点上产生第二电压，其中所述第一节点通过电容器耦合至所述第二节点；
调节所述第一节点上的所述第一电压及所述第二节点上的所述第二电压；
将所述第一节点上的所述第一电压耦合至第一电路的输入；及
将所述第二节点上的所述第二电压耦合至第二电路的输入，
其中所述第一节点和所述第二节点是不同的节点，
其中所述第一电路具有用于对所述第一节点上的瞬变作出响应的第一带宽且所述第二电路具有用于重设所述第二节点上的电压的第二带宽，其中所述第一带宽大于所述第二带宽；
其中所述第一电路具有耦合至所述第二开关调节器级的输出，且其中所述第二电路具有耦合至所述第一开关调节器级的输出。
16.如权利要求15所述的方法，其中所述第一开关调节器级以第一工作循环操作且所述第二开关调节器级以大于所述第一工作循环的第二工作循环操作。
17.如权利要求15所述的方法，其中所述第一输入电压大于所述第二节点上的所述第二电压，且其中所述第二节点上的所述第二电压大于所述第一节点上的所述第一电压。
18.如权利要求15所述的方法，其中所述第二节点上的所述第二电压等于所述第一输入电压与所述第一节点上的所述第一电压之间的差。
19.如权利要求15所述的方法，其中调节所述第一节点上的所述第一电压及所述第二节点上的所述第二电压包括：
感测所述第一电压及所述第二电压；
控制被配置于所述第一输入电压与第一开关节点之间的第一开关及被配置于所述第一开关节点与参考电压之间的第二开关，以将第一电感器的第一端子选择性地耦合于所述第一输入电压与所述参考电压之间以调节所述第一节点上的所述第一电压，其中所述第一电感器的第二端子耦合至所述第一节点；及
控制被配置于所述第一输入电压与第二开关节点之间的第三开关及被配置于所述第二开关节点与所述参考电压之间的第四开关，以将第二电感器的第一端子选择性地耦合于所述第一输入电压与所述参考电压之间以调节所述第二节点上的所述第二电压，其中所述第二电感器的第二端子耦合至所述第二节点。
20.如权利要求19所述的方法，其中跨越第一开关相位中的所述第一电感器的电压等于跨越第二开关相位中的所述第二电感器的电压，且跨越所述第二开关相位中的所述第一电感器的电压等于跨越所述第一开关相位中的所述第二电感器的电压，其中所述第一开关相位表示所述第一开关及所述第三开关闭合，并且所述第二开关相位表示所述第二开关及所述第四开关闭合。
21.如权利要求15所述的方法，其进一步包括：基于具有耦合至所述第一节点的电源供应输入的处理器的工作负载，改变所述第一节点上的所述第一电压。
22.如权利要求15所述的方法，其中所述第一开关调节器级包括第一电感器且所述第二开关调节器级包括第二电感器，其中所述第一电感器中的第一正向电流压摆率与所述第二电感器的第二正向压摆率的总和等于所述第一电感器中的第一负向电流压摆率与所述第二电感器的第二负向压摆率的总和的量值。
23.如权利要求15所述的方法，其中所述第一开关调节器级在第一时间周期期间将第一电流推动至所述第一节点，且其中所述第二开关调节器级在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间自所述第一节点拉动具有等于所述第一电流的量值的第二电流穿过所述电容器。
24.如权利要求15所述的方法，其中所述第二开关调节器级在第一时间周期期间自所述第一节点拉动第一电流穿过所述电容器，且其中所述第一开关调节器级在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间将具有等于所述第一电流的量值的第二电流推动至所述第一节点。
25.如权利要求15所述的方法，其进一步包括：
通过所述第二开关调节器级，在第一时间周期期间产生穿过所述电容器至所述第一节点的具有第一极性的第一电流，且根据所述第一电流，在所述第二节点处改变所述电容器上的电压；
通过所述第二开关调节器级，在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间产生具有与所述第一极性相反的第二极性的第二电流以将所述电容器上的所述电压重设为所述第二电压；及
通过所述第一开关调节器级，在所述第二时间周期期间产生通至所述第一节点的第三电流，所述第三电流至少包括具有与所述第二电流相等的量值且相反的极性的电流分量。
26.如权利要求15所述的方法，其中由所述第一开关调节器级将DC负载电流提供至所述第一节点且其中由所述第二开关调节器级穿过所述电容器将AC电流提供至所述第一节点。
27.如权利要求15所述的方法，其进一步包括：
将所述第一节点上的所述第一电压耦合至所述第一电路的输入，所述第一电路修改所述第二开关调节器级的操作；及
将所述第二节点上的所述第二电压耦合至第二控制电路的输入，所述第二控制电路修改所述第一开关调节器级的操作。
28.如权利要求15所述的方法，其进一步包括：将所述第二节点上的所述第二电压耦合至控制电路的输入，所述控制电路控制所述第一开关调节器级以在所述第一节点中产生电流以使所述第一节点中的对应电流自所述第二开关调节器级偏移以重设所述第二节点上的所述第二电压。
29.如权利要求15所述的方法，其进一步包括：
产生第一参考电压以控制所述第一节点上的所述第一电压；及
产生第二参考电压以控制所述第二节点上的所述第二电压，其中所述第二参考电压大于所述第一参考电压。
30.如权利要求29所述的方法，其中基于所述第一参考电压及所述第一输入电压而产生所述第二参考电压。
31.一种电路，其包括：
第一开关，其具有第一输入端子及耦合至第一开关节点的第二端子，所述第一开关的所述第一输入端子接收第一输入电压；
第二开关，其具有耦合至所述第一开关节点的第一端子及第二端子，所述第二开关的所述第二端子接收参考电压；
第一电感器，其具有耦合至所述第一开关节点的第一端子及耦合至第一输出节点的第二端子；
第三开关，其具有第一输入端子及耦合至第二开关节点的第二端子，所述第三开关的所述第一输入端子接收所述第一输入电压；
第四开关，其具有耦合至所述第二开关节点的第一端子及第二端子，所述第四开关的所述第二端子接收所述参考电压；
第二电感器，其具有耦合至所述第二开关节点的第一端子及耦合至第二输出节点的第二端子，其中所述第一输出节点和所述第二输出节点是不同的节点；
电容器，其具有耦合至所述第一输出节点的第一端子及耦合至所述第二输出节点的第二端子；及
控制电路，其包括第一电路及第二电路，其中所述第一电路具有用于对所述第一输出节点上的瞬变作出响应的第一带宽且所述第二电路具有用于重设所述第二输出节点上的电压的第二带宽，其中所述第一带宽大于所述第二带宽，
其中所述第一电路具有耦合至所述第三开关及所述第四开关的输出，且其中所述第二电路具有耦合至所述第一开关及所述第二开关的输出，
所述控制电路还包括耦合至所述第一输出节点的第一输入、耦合至所述第二输出节点的第二输入，其中所述控制电路控制所述第一开关及所述第二开关以在所述第一输出节点上产生调节第一电压，且其中所述控制电路控制所述第三开关及所述第四开关以在所述第二输出节点上产生调节第二电压。
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