CN105067867A - 一种高分辨率电流分段检测电路及其信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高分辨率电流分段检测电路及其信号处理方法，由于该电路包括用于采样光伏阵列输出电流的闭环电流霍尔传感器，以及连接在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端、且用于把通过闭环电流霍尔传感器获得的采样电流从零电流一直到光伏阵列允许输出的最大电流值对应进行分段的分段检测单元。本发明所述高分辨率电流分段检测电路及其信号处理方法，可以克服现有技术中抗干扰能力弱、误操作率高和稳定性差等缺陷，以实现抗干扰能力强、误操作率低和稳定性好的优点。

Description

一种高分辨率电流分段检测电路及其信号处理方法

技术领域

本发明涉及电气检测技术领域，具体地，涉及一种高分辨率电流分段检测电路及其信号处理方法。

背景技术

光伏逆变器通常采用扰动观察法来实现光伏阵列的最大功率点跟踪功能，所以需要高速检测光伏阵列的输出电流，通常采用一个闭环电流霍尔传感器进行电流检测，闭环电流霍尔传感器需要采样电阻，该采样电阻值一旦确定，就焊接在闭环电流霍尔传感器对应的电路板上，不再发生变化。

然而，在光照强度比较强时，光伏阵列输出电流较大，容易测量以及计算的光伏阵列输出功率存在明显的峰值；在早晚、阴天等气候条件下光照强度较弱时，光伏阵列输出电流比较小，易受线路的噪声干扰，同时计算的光伏阵列输出功率曲线很平缓，功率峰值极其不明显，则会导致扰动观察法误动作或跟踪错误，使得光伏逆变器发电量受到影响以及运行稳定性也存在问题。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在抗干扰能力弱、误操作率高和稳定性差等缺陷。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种高分辨率电流分段检测电路，以实现抗干扰能力强、误操作率低和稳定性好的优点。

本发明的第二目的在于，提出一种高分辨率电流分段检测电路的信号处理方法。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种高分辨率电流分段检测电路，包括用于采样光伏阵列输出电流的闭环电流霍尔传感器，以及连接在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端、且用于把通过闭环电流霍尔传感器获得的采样电流从零电流一直到光伏阵列允许输出的最大电流值对应进行分段的分段检测单元。

进一步地，所述分段检测单元，包括并联在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端与地之间的滤波电容、第一高精度采样电阻R1、以及第二至第n采样支路，所述n为大于或等于2的自然数。

进一步地，所述第二至第n采样支路的结构相同。

进一步地，所述第n采样支路，包括第n继电器、第n二极管Dn、第n三极管Tn、第n基极电阻RJn和第n高精度采样电阻Rn，所述第n继电器包括电磁连接的第n继电器常开触点Sn和第n继电器线圈Jn；其中：

所述第n继电器常开触点和第n高精度采样电阻Rn依次连接在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端与地之间，第n继电器线圈的第一连接端接5V正电源和第n二极管Dn的阴极，第n继电器线圈的第二连接端接第n二极管Dn的阳极和第n三极管Tn的集电极，第n三极管Tn的发射极接地，第n三极管Tn的基极通过第n基极电阻RJn后接控制信号Ctrn。

同时，本发明采用的另一技术方案是：一种基于以上所述的高分辨率电流分段检测电路的信号处理方法，包括：

a、使用闭环电流霍尔传感器采样光伏阵列输出电流；

b、把通过闭环电流霍尔传感器获得的采样电流从零电流一直到光伏逆变器允许输出的最大电流值对应进行分段检测。

进一步地，所述步骤b，具体包括：

按照采样电流的大小分为n段，则：

采样电流值从I(0)即光伏阵列输出电流为0时的采样电流值到I(1)为第一段，从I(1)到I(2)为第二段，从I(2)到I(3)为第三段，……，依此类推，从I(n-1)到I(n)即光伏阵列允许输出的最大电流时的采样电流值为第n段，n为大于或等于2的自然数；每段采样电流值对应一个采样电阻。

进一步地，在所述步骤b中，还包括：

设光伏逆变器控制系统的微控制器模/数转换器的参考电压为Vad_ref，闭环电流霍尔传感器的电流比为m：1，光伏阵列允许的最大输出电流值为Imax，则预先计算好每个采样电阻值如下：

对于采样电流值的第一段，采样电阻R1表示为：

$R1=\frac{Vad\_ref-0.5}{I\left(1\right)}---\left(1\right)$

对于采样电流值的第二段，采样电阻R2表示为：

$R2=\frac{(Vad\_ref-0.5)\·R1}{R1\·I\left(2\right)-Vad\_ref+0.5}---\left(2\right)$

对于采样电流值的第三段，采样电阻R3表示为：

$R3=\frac{(Vad\_ref-0.5)\·R1}{R1\·I\left(3\right)-Vad\_ref+0.5}---\left(3\right)$

依此类推，对于采样电流值的第n-1段，采样电阻Rn-1表示为：

$Rn-1=\frac{(Vad\_ref-0.5)\·R1}{R1\·I(n-1)-Vad\_ref+0.5}---\left(4\right)$

对于采样电流值的第n段，采样电阻Rn表示为：

$Rn=\frac{Vad\_ref\·R1}{R1\·I\left(n\right)-Vad\_ref}---\left(5\right).$

进一步地，通过公式(1)至(5)能够获取R1、R2、R3、……、Rn的理论计算值，实际应用时需选择小于计算值的电阻值进行替代，具体方法如下：

设Rb与传统方法选择的采样电阻是相同的，即采样电阻的阻值为Rb，固定不变；

光伏逆变器控制系统的微控制器的参考电压为Vad_ref对应模数转换值为已知的常数Y，采样电流值为i。对于i位于第一段中时，微控制器的模数转换值Y1表示为：

$Y1=\frac{R1\·i\·Y}{Vad\_ref}---\left(6\right);$

此时，R1为第一段电流的实际采样电阻，此时电流较小，R1>Rb，使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大R1/Rb倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，用放大R1/Rb倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率；

当I(1)<i≤I(2)时，i位于第二段中，此时控制信号Ctr2为5V，继电器J2的线圈得电，J2的常开触点S2闭合，于是采样电阻R1和R2并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Y2表示为：

$Y2=\frac{R1\&CenterDot;R2\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R2)}---\left(7\right);$

此时，R1和R2的并联电阻值为第二段电流的实际采样电阻，此时同样的电流情况下，R1和R2的并联电阻值大于Rb，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大了倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，用放大了倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率；

当I(2)<i≤I(3)时，i位于第三段中，此时先使控制信号Ctr2为零，使继电器J2的线圈失电，J2的常开触点S2断开，然后使控制信号Ctr3为5V，继电器J3的线圈得电，J3的常开触点S3闭合，于是采样电阻R1和R3并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Y3表示为：

$Y3=\frac{R1\&CenterDot;R3\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R3)}---\left(8\right);$

此时，R1和R3的并联电阻值为第三段电流的实际采样电阻，此时同样的电流情况下，R1和R3的并联电阻值大于Rb，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大了倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，用放大倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率；

同理，当I(n-1)<i≤I(n)时，i位于第n段中，此时先使控制信号Ctrn-1为零，使继电器Jn-1的线圈失电，Jn-1的常开触点Sn-1断开，然后使控制信号Ctrn为5V，继电器Jn的线圈得电，Jn的常开触点Sn闭合，于是采样电阻R1和Rn并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Yn表示为：

$Yn=\frac{R1\&CenterDot;Rn\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+Rn)}---\left(9\right);$

此时，R1和Rn的并联电阻值，就是根据传统方法选择的采样电阻Rb，它为第n段电流的实际采样电阻；

当采样电流i处于不同的分段时，通过吸合或释放相关的继电器，使得采样电阻在电流较小的分段内比在最大的电流分段内大，导致在光伏阵列输出电流较小时在采样电阻上获得较高的模数转换值。

本发明各实施例的高分辨率电流分段检测电路，由于该电路包括用于采样光伏阵列输出电流的闭环电流霍尔传感器，以及连接在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端、且用于把通过闭环电流霍尔传感器获得的采样电流从零电流一直到光伏阵列允许输出的最大电流值对应进行分段的分段检测单元；从而可以克服现有技术中抗干扰能力弱、误操作率高和稳定性差的缺陷，以实现抗干扰能力强、误操作率低和稳定性好的优点。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1为本发明中闭环电流霍尔传感器电流分段检测电路；

图2为本发明中继电器Jn的控制框图，n为大于或等于2的自然数。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明的技术方案，正是从宽电流范围角度出发，即使光伏阵列输出很小的电流，也能在采样电阻上获得高分辨率的电流采样值，从而使得微控制器模数转换值不受线路噪声干扰的影响，实现光伏阵列最大功率点的准确跟踪。

根据本发明实施例，如图1和图2所示，提供了一种高分辨率电流分段检测电路及其信号处理方法。该高分辨率电流分段检测电路及其信号处理方法，解决了光伏阵列输出很小的电流时，闭环电流霍尔传感器对应采样电阻上的电压值很小，通过微控制器模/数转换获得的数字量也很小，易受线路的噪声干扰，导致电流检测的分辨率不高，准确度下降，最大功率点跟踪误判的问题，保障光伏逆变器在宽输出电流范围内一直安全稳定的高性能运行。

本发明的技术方案，包括：

闭环电流霍尔传感器采样光伏阵列输出电流，闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端通过多个继电器常开触点分别连接对应的高精度采样电阻，把通过闭环电流霍尔传感器获得的采样电流从零电流一直到光伏阵列允许输出的最大电流值对应进行分段，从而形成电流分段检测电路。

假设按照采样电流的大小分为n段，则采样电流值从I(0)(对应光伏阵列输出电流为0时的采样电流值)到I(1)为第一段，从I(1)到I(2)为第二段，从I(2)到I(3)为第三段，……，依此类推，从I(n-1)到I(n)(对应光伏阵列允许输出的最大电流时的采样电流值)为第n段，n为大于或等于2的自然数。每段采样电流值对应一个采样电阻。

图1是闭环电流霍尔传感器电流分段检测电路，闭环电流霍尔传感器有三个端子，正电源端子连接+15V，负电源端子连接-15V，采样电路输出端子out连接分别滤波电容c、采样电阻R1、继电器J2、J3、J4……，Jn的常开触点S2、S3、S4……，Sn的一端。滤波电容c、采样电阻R1的另一端都接地。继电器J2、J3、J4……，Jn的常开触点S2、S3、S4……，Sn的另一端分别与采样电阻R2、R3、R4……，Rn的一端相连，采样电阻R2、R3、R4……，Rn的另一端都接地。采样电路输出端子out经过运算放大器进行1：1处理后，连接微控制器的模数转换器。

图2是继电器Jn的控制框图，其中，n＝2、3、4、……，它的线圈动作电压为5V。控制信号Ctrn为5V时，通过电阻RJn给三极管Tn基极施加电流，因此三极管Tn饱和导通，5V电源给继电器Jn线圈供电，继电器Jn的常开触点Sn吸合，从而使得图1中Sn对应的采样电阻Rn与电阻R1并联，共同完成电流采样。

设微控制器模/数转换器的参考电压为Vad_ref，闭环电流霍尔传感器的电流比为m：1，光伏阵列允许的最大电流值为Imax，则可以预先计算好每个采样电阻值如下：

对于采样电流值的第一段，采样电阻R1表示为：

$R1=\frac{Vad\_ref-0.5}{I\left(1\right)}---\left(1\right)$

对于采样电流值的第二段，采样电阻R2表示为：

$R2=\frac{(Vad\_ref-0.5)\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(2\right)-Vad\_ref+0.5}---\left(2\right)$

对于采样电流值的第三段，采样电阻R3表示为：

$R3=\frac{(Vad\_ref-0.5)\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(3\right)-Vad\_ref+0.5}---\left(3\right)$

依此类推，对于采样电流值的第n-1段，采样电阻Rn-1表示为：

$Rn-1=\frac{(Vad\_ref-0.5)\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I(n-1)-Vad\_ref+0.5}---\left(4\right)$

对于采样电流值的第n段，采样电阻Rn表示为：

$Rn=\frac{Vad\_ref\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(n\right)-Vad\_ref}---\left(5\right)$

对于R1、R2、R3、……、Rn的理论计算值，实际中可能没有，此时需选择稍微小于计算值的电阻值进行替代。

设Rb与传统方法选择的采样电阻是相同的，即传统的采样电阻的阻值为Rb，固定不变。

微控制器的参考电压为Vad_ref对应模数转换值为已知的常数Y，采样电流值为i。对于i位于第一段中时，微控制器的模数转换值Y1表示为：

$Y1=\frac{R1\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref}---\left(6\right)$

此时，R1为第一段电流的实际采样电阻，此时电流较小，R1>Rb，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大了R1/Rb倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，可以用放大了R1/Rb倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率。虚拟的光伏阵列输出功率值存在相对明显的峰值，因此有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

当I(1)<i≤I(2)时，i位于第二段中，此时控制信号Ctr2为5V，继电器J2的线圈得电，J2的常开触点S2闭合，于是采样电阻R1和R2并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Y2表示为：

$Y2=\frac{R1\&CenterDot;R2\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R2)}---\left(7\right)$

此时，R1和R2的并联电阻值为第二段电流的实际采样电阻，此时同样的电流情况下，R1和R2的并联电阻值大于Rb，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大了倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，可以用放大了倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率。虚拟的光伏阵列输出功率值存在相对明显的峰值，因此有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

当I(2)<i≤I(3)时，i位于第三段中，此时先使控制信号Ctr2为零，使继电器J2的线圈失电，J2的常开触点S2断开，然后使控制信号Ctr3为5V，继电器J3的线圈得电，J3的常开触点S3闭合，于是采样电阻R1和R3并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Y3表示为：

$Y3=\frac{R1\&CenterDot;R3\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R3)}---\left(8\right)$

此时，R1和R3的并联电阻值为第三段电流的实际采样电阻，此时同样的电流情况下，R1和R3的并联电阻值大于Rb，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大了倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，可以用放大了倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率。虚拟的光伏阵列输出功率值存在相对明显的峰值，因此有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

同理，当I(n-1)<i≤I(n)时，i位于第n段中，此时先使控制信号Ctrn-1为零，使继电器Jn-1的线圈失电，Jn-1的常开触点Sn-1断开，然后使控制信号Ctrn为5V，继电器Jn的线圈得电，Jn的常开触点Sn闭合，于是采样电阻R1和Rn并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Yn表示为：

$Yn=\frac{R1\&CenterDot;Rn\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+Rn)}---\left(9\right)$

此时，R1和Rn的并联电阻值，就是根据传统方法选择的采样电阻Rb，它为第n段电流的实际采样电阻，此时采样获得的微控制器的模数转换值与传统采样方法相同，由于光照强度强，因此光伏阵列输出功率存在明显的峰值，有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

可见，当采样电流i处于不同的分段时，通过吸合或释放相关的继电器，可以使得采样电阻在电流较小的分段内比在最大的电流分段内大，从而导致在光伏阵列输出电流较小时在采样电阻上获得较高的模数转换值，因此计算的虚拟光伏阵列输出功率存在明显的峰值，有力于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

本发明技术方案的有益效果是，在光照强度较小时，采用较大的采样电阻，可以使得采样电流的模数转换值增加，从而造成计算的虚拟光伏阵列输出功率存在明显的峰值，有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪，增加光伏发电系统的发电量。

具体地，假设光伏阵列输出电流范围为0至100A，闭环电流霍尔传感器的电流比为1000：1，则采样电流的范围为0至10mA。假设按照采样电流的大小分为3段，且I(0)＝0mA，I(1)＝1mA(相当于最大电流的10％)，I(2)＝3mA(相当于最大电流的30％),I(3)＝10mA(相当于最大电流的100％)。因此，采样电流值从I(0)＝0到I(1)＝1mA为第一段，从I(1)＝1mA到I(2)＝3mA为第二段，从I(2)＝3mA到I(3)＝10mA为第三段。每段采样电流值对应一个采样电阻。

图1是闭环电流霍尔传感器电流分段检测电路，其中，n＝3。闭环电流霍尔传感器有三个端子，正电源端子连接+15V，负电源端子连接-15V，采样电路输出端子out连接分别滤波电容c、采样电阻R1、继电器J2、J3的常开触点S2、S3的一端。滤波电容c、采样电阻R1的另一端都接地。继电器J2、J3的常开触点S2、S3的另一端分别与采样电阻R2、R3的一端相连，采样电阻R2、R3的另一端都接地。采样电路输出端子out经过运算放大器进行1：1处理后，连接微控制器的模数转换器。

图2是继电器Jn的控制框图，其中，n＝2、3。控制信号Ctrn为5V时，通过电阻RJn给三极管Tn基极施加电流，因此三极管Tn饱和导通，5V电源给继电器Jn线圈供电，继电器Jn的常开触点Sn吸合，从而使得图1中Sn对应的采样电阻Rn与电阻R1并联，共同完成电流采样。

设微控制器模/数转换器的参考电压为Vad_ref＝5V，则可以预先计算好每个采样电阻值如下：

对于采样电流值的第一段，采样电阻R1表示为：

$R1=\frac{Vad\_ref-0.5}{I\left(1\right)}=\frac{4.5}{0.001}=4.5k\mathrm{\&Omega;}---\left(1\right)$

于是R1选择1％精度的4.3kΩ的电阻。

对于采样电流值的第二段，采样电阻R2表示为：

$R2=\frac{(Vad\_ref-0.5)\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(2\right)-Vad\_ref+0.5}=\frac{4.5\&times;4.3k\mathrm{\&Omega;}}{8.4}=2.3k\mathrm{\&Omega;}---\left(2\right)$

于是R2选择1％精度的2.2kΩ的电阻。

对于采样电流值的第三段，采样电阻R3表示为：

$R3=\frac{Vad\_ref\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(4\right)-Vad\_ref}=\frac{5\&times;4.3k\mathrm{\&Omega;}}{38}=566\mathrm{\&Omega;}---\left(3\right)$

于是R3选择1％精度的560Ω的电阻。

设Rb与传统方法选择的采样电阻是相同的，即传统的采样电阻的阻值为Rb，固定不变。

假设微控制器的参考电压为Vad_ref＝5V对应模数转换值为已知的常数1024，采样电流值为i。对于i位于第一段中时，微控制器的模数转换值表示为：

$Y1=\frac{R1\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref}=880.64i---\left(4\right)$

此时，R1为第一段电流的实际采样电阻，此时电流较小，R1＝4.3kΩ>Rb＝495.5Ω，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时约放大了8.7倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，可以用约放大了8.7倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率。虚拟的光伏阵列输出功率值存在相对明显的峰值，因此有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

当I(1)＝1mA<i≤I(2)＝3mA时，i位于第二段中，此时控制信号Ctr2为5V，继电器J2的线圈得电，J2的常开触点S2闭合，于是采样电阻R1和R2并联进行电流采样，微控制器的模数转换值表示为：

$Y2=\frac{R1\&CenterDot;R2\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R2)}=298i---\left(5\right)$

此时，R1和R2的并联电阻值为第二段电流的实际采样电阻，此时同样的电流情况下，R1和R2的并联电阻值约为1455Ω，它大于Rb＝495.5Ω，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时约放大了2.94倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，可以用约放大了2.94倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率。虚拟的光伏阵列输出功率值存在相对明显的峰值，因此有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

当I(2)＝3mA<i≤I(3)＝10mA时，i位于第三段中，此时先使控制信号Ctr2为零，使继电器J2的线圈失电，J2的常开触点S2断开，然后使控制信号Ctr3为5V，继电器J3的线圈得电，J3的常开触点S3闭合，于是采样电阻R1和R3并联进行电流采样，微控制器的模数转换值表示为：

$Y3=\frac{R1\&CenterDot;R3\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R3)}=101.5i---\left(6\right)$

此时，R1和R3的并联电阻值为第三段电流的实际采样电阻，它的值等于Rb＝495.5Ω，此时采样获得的微控制器的模数转换值与传统采样方法相同，由于光照强度强，因此光伏阵列输出功率存在明显的峰值，有利于光伏逆变器采用扰动观察法实现光伏阵列的最大功率点跟踪。

本发明的技术方案，是以光伏逆变器作为对象进行说明的，除了光伏逆变器之外，对于测量直流电流的很多场合，本发明也是适用的，因此，本发明很广的应用范围和广阔的应用前景。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种高分辨率电流分段检测电路，其特征在于，包括用于采样光伏阵列输出电流的闭环电流霍尔传感器，以及连接在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端、且用于把通过闭环电流霍尔传感器获得的采样电流从零电流一直到光伏阵列允许输出的最大电流值对应进行分段的分段检测单元。

2.根据权利要求1所述的高分辨率电流分段检测电路，其特征在于，所述分段检测单元，包括并联在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端与地之间的滤波电容、第一高精度采样电阻R1、以及第二至第n采样支路，所述n为大于或等于2的自然数。

3.根据权利要求2所述的高分辨率电流分段检测电路，其特征在于，所述第二至n采样支路的结构相同。

4.根据权利要求3所述的高分辨率电流分段检测电路，其特征在于，所述第n采样支路，包括第n继电器、第n二极管Dn、第n三极管Tn、第n基极电阻RJn和第n高精度采样电阻Rn，所述第n继电器包括电磁连接的第n继电器常开触点Sn和第n继电器线圈Jn；其中：

所述第n继电器常开触点和第n高精度采样电阻Rn依次连接在所述闭环电流霍尔传感器的采样电流输出端与地之间，第n继电器线圈的第一连接端接5V正电源和第n二极管Dn的阴极，第n继电器线圈的第二连接端接第n二极管Dn的阳极和第n三极管Tn的集电极，第n三极管Tn的发射极接地，第n三极管Tn的基极通过第n基极电阻RJn后接控制信号Ctrn。

5.一种基于权利要求1所述的高分辨率电流分段检测电路的信号处理方法，其特征在于，包括：

a、使用闭环电流霍尔传感器采样光伏阵列输出电流；

b、把通过闭环电流霍尔传感器获得的采样电流从零电流一直到光伏阵列允许输出的最大电流值对应进行分段检测。

6.根据权利要求5所述的高分辨率电流分段检测电路的信号处理方法，其特征在于，所述步骤b，具体包括：

按照采样电流的大小分为n段，则：

采样电流值从I(0)即光伏阵列输出电流为0时的采样电流值到I(1)为第一段，从I(1)到I(2)为第二段，从I(2)到I(3)为第三段，……，依此类推，从I(n-1)到I(n)即光伏阵列允许输出的最大电流时的采样电流值为第n段，n为大于或等于2的自然数；每段采样电流值对应一个采样电阻。

7.根据权利要求6所述的高分辨率电流分段检测电路的信号处理方法，其特征在于，在所述步骤b中，还包括：

设与光伏阵列对应的微控制器模/数转换器的参考电压为Vad_ref，闭环电流霍尔传感器的电流比为m：1，光伏阵列允许的最大输出电流值为Imax，则预先计算好每个采样电阻值如下：

对于采样电流值的第一段，采样电阻R1表示为：

$R1=\frac{Vad\_ref-0.5}{I\left(1\right)}---\left(1\right)$

对于采样电流值的第二段，采样电阻R2表示为：

$R2=\frac{(Vad\_ref-0.5)\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(2\right)-Vad\_ref+0.5}---\left(2\right)$

对于采样电流值的第三段，采样电阻R3表示为：

$R3=\frac{(Vad\_ref-0.5)\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(3\right)-Vad\_ref+0.5}---\left(3\right)$

依此类推，对于采样电流值的第n-1段，采样电阻Rn-1表示为：

$Rn-1=\frac{(Vad\_ref-0.5)\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I(n-1)-Vad\_ref+0.5}---\left(4\right)$

对于采样电流值的第n段，采样电阻Rn表示为：

$Rn=\frac{Vad\_ref\&CenterDot;R1}{R1\&CenterDot;I\left(n\right)-Vad\_ref}---\left(5\right).$

8.根据权利要求7所述的高分辨率电流分段检测电路的信号处理方法，其特征在于，通过公式(1)至(5)能够获取R1、R2、R3、……、Rn的理论计算值，实际应用时需选择小于计算值的电阻值进行替代，具体方法如下：

设Rb与传统方法选择的采样电阻是相同的，即采样电阻的阻值为Rb，固定不变；

光伏逆变器控制系统的微控制器的参考电压为Vad_ref对应模数转换值为已知的常数Y，采样电流值为i。对于i位于第一段中时，微控制器的模数转换值Y1表示为：

$Y1=\frac{R1\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref}---\left(6\right);$

此时，R1为第一段电流的实际采样电阻，此时电流较小，R1>Rb，使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大R1/Rb倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，用放大R1/Rb倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率；

当I(1)<i≤I(2)时，i位于第二段中，此时控制信号Ctr2为5V，继电器J2的线圈得电，J2的常开触点S2闭合，于是采样电阻R1和R2并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Y2表示为：

$Y2=\frac{R1\&CenterDot;R2\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R2)}---\left(7\right);$

此时，R1和R2的并联电阻值为第二段电流的实际采样电阻，此时同样的电流情况下，R1和R2的并联电阻值大于Rb，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大了倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，用放大了倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率；

当I(2)<i≤I(3)时，i位于第三段中，此时先使控制信号Ctr2为零，使继电器J2的线圈失电，J2的常开触点S2断开，然后使控制信号Ctr3为5V，继电器J3的线圈得电，J3的常开触点S3闭合，于是采样电阻R1和R3并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Y3表示为：

$Y3=\frac{R1\&CenterDot;R3\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+R3)}---\left(8\right);$

此时，R1和R3的并联电阻值为第三段电流的实际采样电阻，此时同样的电流情况下，R1和R3的并联电阻值大于Rb，从而使得采样获得的微控制器的模数转换值相对Rb时放大了倍，因此在进行光伏阵列输出功率计算时，用放大倍的虚拟电流乘以光伏阵列输出电压采样值，获得当前虚拟的光伏阵列输出功率；

同理，当I(n-1)<i≤I(n)时，i位于第n段中，此时先使控制信号Ctrn-1为零，使继电器Jn-1的线圈失电，Jn-1的常开触点Sn-1断开，然后使控制信号Ctrn为5V，继电器Jn的线圈得电，Jn的常开触点Sn闭合，于是采样电阻R1和Rn并联进行电流采样，微控制器的模数转换值Yn表示为：

$Yn=\frac{R1\&CenterDot;Rn\&CenterDot;i\&CenterDot;Y}{Vad\_ref\&CenterDot;(R1+Rn)}---\left(9\right);$

此时，R1和Rn的并联电阻值，就是根据传统方法选择的采样电阻Rb，它为第n段电流的实际采样电阻；

当采样电流i处于不同的分段时，通过吸合或释放相关的继电器，使得采样电阻在电流较小的分段内比在最大的电流分段内大，导致在光伏阵列输出电流较小时在采样电阻上获得较高的模数转换值。