CN105048900B - 双绕组无刷直流电机倍频斩波控制电路及绕组切换方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及绕组切换控制方法，通过电力电子器件对电机绕组拓扑结构实现串并联之间的转化，使得驱动系统在起动阶段串联获得较大的起动力矩，起动完成后可以转换为并联获得较大的转速范围；并且是目前所存在所有切换技术中所需要开关管最少的，减少了系统体积重量。本发明的有益效果：1、在利用电力电子器件实现了电机绕组的切换。2、通过两套单独的逆变电路以及自身Y型联接的单独的两套绕组组成的电路，在逆变电路外部加三个开关管实现绕组串并联切换。3、目前所有的切换技术都是在切换后断开一套绕组不用或者让一套绕组经过整流器以及放电回路放电，没有实现绕组并联，浪费能量。

Description

双绕组无刷直流电机倍频斩波控制电路及绕组切换方法

技术领域

本发明属于电机技术领域，具体涉及一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及绕组切换控制方法，通过切换三相交流电动机的绕组串并联的拓扑结构，在起动阶段串联使得电机获得较大的起动力矩，起动完成后可以转换为并联获得较大的转速范围。可以广泛应用于驱动类电机以及伺服类电机。

背景技术

电动车辆、机床主轴、伺服装置等通常要求驱动系统在低速时提供大转矩，而高速时具有较宽的调速范围以及系统效率。为了实现该目的，除了可采用弱磁控制的方法外，亦可以采用绕组切换的方法，在不增加逆变器容量的条件下，可大幅提升驱动系统低速转矩、拓宽高速调速范围，以满足负载对驱动系统的要求。

弱磁控制虽然会使得电机运行高速范围，但是其电流一部分用来产生弱磁分量，浪费能力，同时控制上难以实现；绕组切换的办法虽然不存在这一问题，但是需要增加额外的切换装置，而且目前所有绕组切换的方法都较为复杂，所需要切换的继电器或者开关管太多，占用较大体积重量，并且额外增加的管子会带来损耗，效率较低。

图4 为一般的三相绕组切换方法，每个绕组两端均需要切换开关，装置复杂。专利公开号CN1565075A的“3相交流电动机的绕组切换装置”，其电机内部绕组自身三相分别串联，然后在主逆变电路之外通过额外增加两套整流电路以及切换开关SW1和 SW2，(利用切换开关以及整流电路实现绕组短路连接)该专利仅仅实现绕组串联，没有实现绕组并联。同时需要20个开关管，系统繁杂，如图5 所示。专利公开号 CN101911473A的“三相交流电动机的绕组切换装置”其拓扑结构与上一专利基本一致，如图6 所示；专利公开号CN203491943的“一种用于宽转速范围运行的三相永磁发电机绕组切换装置”如图7 所示，也是从自身串联设计的绕组中间点引出线，并且需要切换开关SW1和SW2强行将三相桥式电路短路实现绕组中心点连接，风险较大。

专利公告号为CN2822007的“适于多速调节的无刷永磁直流电机定子绕组”，其目的主要是实现电动车的换挡调速，无法实现无级调速；其调速范围窄，调速比仅为 1:1.2-1.6；且因其有星形和三角形两组绕组，使得下线工艺复杂，同时三角形绕组连接使得永磁电机绕组内产生环流，造成附加损耗。加上逆变电路会增加系统体积重量、损耗，并且切换时会断开一套绕组不用，浪费能量。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及绕组切换控制方法，实现了绕组的串并联，减少了开关管子的数量，具有较大的经济价值，同时提高了电机绕组利用率。

技术方案

一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路，其特征在于包括Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6组成的第一逆变电路，Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12组成的第二逆变电路，C1母线电容、C2母线电容、Q14切换开关、Q15切换开关、R1充电回路电阻、R2充电回路电阻、Q16开关管、Q17开关管、D1反向并联二极管、D2反向并联二极管和回路间串联二极管Q13；第一逆变电路与第一Y型连接的绕组相连接，第二逆变电路与第二Y型连接的绕组相连接，第一逆变电路与第二逆变电路之间串接二极管Q13；第一逆变电路经过Q15与地相连，第二逆变电路经过Q14与Vcc相连；Q15 两端并联有R1、Q16以及反向并联二极管D1所组成的充电回路，Q14两端并联有 R2、Q17以及反向并联二极管D2所组成的充电回路；第一逆变电路的母线并联母线电容C1，第二逆变电路的母线并联母线电容C2。

所述第一逆变电路的Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6，第二逆变电路的Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12，以及切换开关Q14和切换开关Q15采用IGBT或者MOSFET管。

一种采用所述双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路进行绕组切换控制方法，其特征在于：

当电源给绕组进行通电时，切换开关Q14和切换开关Q15关闭，导通第一逆变电路与第二逆变电路之间的串接二极管Q13，实现两套绕组串联；

当需要将两套绕组由串联状态转换为并联状态时，将Q16开关和Q17开关导通，电流回路通过R1给母线电容C1，通过R2给母线电容C2充电，同时检测母线电容 C1和母线电容C2上的端电压由1/2VCC达到VCC时，导通切换开关Q14和切换开关 Q15，使得第一逆变电路与第二逆变电路之间的串接二极管Q13导通，实现两套绕组并联。

有益效果

本发明提出的一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及绕组切换控制方法，通过电力电子器件对电机绕组拓扑结构实现串并联之间的转化，使得驱动系统在起动阶段串联获得较大的起动力矩，起动完成后可以转换为并联获得较大的转速范围；并且是目前所存在所有切换技术中所需要开关管最少的，减少了系统体积重量。

本发明的有益效果：1、在利用电力电子器件实现了电机绕组的切换。2、通过两套单独的逆变电路以及自身Y型联接的单独的两套绕组组成的电路，在逆变电路外部加三个开关管实现绕组串并联切换。充分利用了逆变电路，是目前所见到的绕组切换结构中使用开关管最少的，减少系统体积重量。3、目前所有的切换技术都是在切换后断开一套绕组不用或者让一套绕组经过整流器以及放电回路放电，没有实现绕组并联，浪费能量。

附图说明

图1是本发明所述的串联整流电路示意图

图2是两套电路串联示意图

图3是两套电路并联示意图

图4是绕组串并联基本原理图

图5是现有专利CN1565075A的绕组切换技术

图6是现有专利CN101911473A的绕组切换技术

图7是现有专利CN203491943的绕组切换技术

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本发明利用两套逆变器分别控制两套单独的三相绕组，通过外加开关管实现了电机绕组的串并联。在起动阶段串联使得电机获得较大的起动力矩，起动完成后可以转换为并联获得较大的转速范围。

如图1所示，提供了一种双绕组三相电机绕组切换拓扑电路及其绕组切换控制方法。本发明包括：包括两套单独的逆变电路(Q1-Q6、Q7-Q12)以及两套单独Y型联接的绕组(A1、B1、E1；A2、B2、E2)，两个母线电容(C1、C2)，两个开关管(Q14、 Q15)，两个充电回路电阻(R1、R2)与开关管(Q16、Q17)反向并联二极管D1、 D2、D3以及两套回路间串联二极管Q13。

连接关系：第一逆变电路与第一Y型连接的绕组相连接，第二逆变电路与第二Y 型连接的绕组相连接，第一逆变电路与第二逆变电路之间串接二极管Q13；第一逆变电路经过Q15与地相连，第二逆变电路经过Q14与Vcc相连；Q15两端并联有R1、Q16 以及反向并联二极管D1所组成的充电回路，Q14两端并联有R2、Q17以及反向并联二极管D2所组成的充电回路；第一逆变电路的母线并联母线电容C1，第二逆变电路的母线并联母线电容C2。

所述第一逆变电路的Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6，第二逆变电路的Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12，以及切换开关Q14和切换开关Q15采用IGBT或者MOSFET管。

为了说明本发明的工作原理，首先分析串联时刻电机拓扑结构。如图1所示电路的整体拓扑结构，为了简化分析我们先针对某一相工作状态进行分析。假定电源给A、 C两相通电，为了实现两套电路串联，我们打开逆变器中的开关管Q1、Q6以及Q7、Q12，此时逆变电路分别与A1、E1，A2、E2相连接，同时关段开关管Q14、Q15，由于两端压差Q13自己打开，就能实现两套绕组串联。其电流流向分别如图2中箭头所示，从外加电源(VCC)出发经过Q1管流向A1绕组，通过连接点流向E1，经过Q6流向二极管Q13(此刻Q14、Q15关断而且并有反向串联二极管，电流不能流向地以及VCC)，然后通过第二套逆变器中的Q7流向A2绕组、经过连接点流向E2，通过开关管Q12流向地，实现了两套绕组串联，可以使得电机在起动阶段获得较大的起动力矩。同理，其余串联工作状态与上述类似，以下不在叙述。

分析并联状态，针对某一相工作状态进行分析。假定电源给A、C两相通电，为了实现两套电路并联，我们打开逆变器中的开关管Q1、Q6以及Q7、Q12，此时逆变电路分别于A1、E1，A2、E2相连接，同时打开开关管Q14、Q15，Q13由于两端承受反压关闭，就能实现两套绕组并联。其电流流向分别如图3中箭头所示，从外加电源(VCC) 出发经过Q1管流向A1绕组，通过连接点流向E1，经过Q6流向开关Q15流向地(此刻Q13关断，电流无法形成回路，流向下一套绕组)；然后第二套逆变器中的Q14打开，电流从VCC出发经过Q7流向A2绕组、经过连接点流向E2，通过开关管Q12流向地，相当于两套绕组相互独立工作，但是由于电路以及电流流向的完全对称性，我们可以将两套绕组认为并联。可以使得电机在起动结束后转换为并联状态获得较大的转速范围。同理，其余并联工作状态与上述类似，以下不在叙述。

如图1所示，C1和C2是储能电容，当电机完全起动运行至较高转速时，需要对电机绕组结构实现串联到并联的切换，在切换前C1和C2两端电压为VCC的一半，切换瞬间C1和C2两端电压跳变至满载VCC，存在较大的冲击电流。为了降低冲击电流，我们引入可以利用软切换技术，在切换前先打开Q16、Q17，此时电流回路分别通过R1、R2给母线电容C1、C2充电。通过电压检测充电完毕后打开Q15、Q14，在切除电阻，解决了绕组切换过程，电流突变给系统带来危害。较为合理的实现了绕组串并联切换技术。

Claims (1)

1.一种采用双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路进行绕组切换控制方法，所述的双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路包括Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6组成的第一逆变电路，Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12组成的第二逆变电路，C1母线电容、C2母线电容、Q14切换开关、Q15切换开关、R1充电回路电阻、R2充电回路电阻、Q16开关管、Q17开关管、D1反向并联二极管、D2反向并联二极管和回路间串联二极管Q13；第一逆变电路与第一Y型连接的绕组相连接，第二逆变电路与第二Y型连接的绕组相连接，第一逆变电路与第二逆变电路之间串接二极管Q13；第一逆变电路经过Q15与地相连，第二逆变电路经过Q14与Vcc相连；Q15两端并联有R1、Q16以及反向并联二极管D1所组成的充电回路，Q14两端并联有R2、Q17以及反向并联二极管D2所组成的充电回路；第一逆变电路的母线并联母线电容C1，第二逆变电路的母线并联母线电容C2；所述第一逆变电路的Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6，第二逆变电路的Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12，以及切换开关Q14和切换开关Q15采用IGBT或者MOSFET管；其特征在于：

当电源给绕组进行通电时，切换开关Q14和切换开关Q15关闭，导通第一逆变电路与第二逆变电路之间的串接二极管Q13，实现两套绕组串联；

当需要将两套绕组由串联状态转换为并联状态时，将Q16开关和Q17开关导通，电流回路通过R1给母线电容C1，通过R2给母线电容C2充电，同时检测母线电容C1和母线电容C2上的端电压由1/2VCC达到VCC时，导通切换开关Q14和切换开关Q15，使得第一逆变电路与第二逆变电路之间的串接二极管Q13导通，实现两套绕组并联。