CN105048897A - 双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及控制方法，利用倍频斩波技术与电机两套绕组拓扑结构相结合的思想，降低了电机的斩波转矩脉动，提高转速精度，不存在由斩波信号差异而引起的电流不均衡问题。特别适用于无位置起动的高速无刷直流电机。与目前现有技术相比，本发明特点有以下几点：将倍频斩波技术的思想与新型电机绕组切换结构相结合，把高速电机的开关信号频率降低，降低了电路损耗；采用倍频斩波控制方式使两套绕组电流存在斩波相位差，使两套绕组输出的电磁转矩相隔二分之一斩波周期互补。电机电磁转矩是两套绕组电磁转矩之和，其互补特性可以有效减小电机电磁转矩斩波脉动，提高电机转速控制精度。

Description

双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及控制方法

技术领域

本发明属于电机技术领域，具体涉及一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及控制方法。

背景技术

高速电机相比于传统电机。它们具有以下优点：一是由于转速高，所以电机功率密度高，而体积远小于功率普通的电机，可以有效的节约材料。二是可与原动机相连，取消了传统的减速机构，传动效率高，噪音小。三是由于高速电机转动惯量小，所以动态响应快。

然而高速电机在控制时需要频率较高的PWM驱动信号，若PWM信号的开关频率较低，以常用的10KHz为例，在每个通电时间内，功率器件开关2～3次，意味着调节的线性度较差，通常会降低转速的控制稳定精度。同时考虑到高速大功率无刷电机的等效电感相对较小，较低的开关频率还会增加相电流的波动，引起转矩波动进而导致转速控制不稳，导致相电流有效值的增加，引起电机铜耗、控制器损耗的增加以及控制器电磁兼容性的下降。因此，功率器件应工作在较高的频率。但是受到IGBT自身结构的限制，其开关频率一般在20KHz以下。同时，较高的开关频率，将大大增加其开关损耗。

为了解决电机高速与IGBT开关频率有限之间的矛盾，目前一般采用的方法是：前级增加一个功率管和一个储能电感组成BUCK电路，通过BUCK调节主回路电压，三相全桥采取PWM占空比近似为1的控制方法。该方法有效解决了电机高速与功率器件开关频率有限之间的矛盾。但是额定电流较大的大功率储能电感将明显增加控制器的体积和重量，同时还要面临电感发热、饱和、电流连续/断续工作、电压输出精度等问题。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及控制方法，降低了电机的斩波转矩脉动，提高转速精度，不存在由斩波信号差异而引起的电流不均衡问题。特别适用于无位置起动的高速无刷直流电机。该技术在降低功率器件开关频率的同时，增加高速电机PWM调节的线性度。

技术方案

一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路，其特征在于包括Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6组成的第一逆变电路，Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12组成的第二逆变电路，C1母线电容、C2母线电容、Q14切换开关、Q15切换开关、R1充电回路电阻、R2充电回路电阻、Q16开关管、Q17开关管、D1反向并联二极管、D2反向并联二极管和回路间串联二极管Q13；第一逆变电路与第一Y型连接的绕组相连接，第二逆变电路与第二Y型连接的绕组相连接，第一逆变电路与第二逆变电路之间串接二极管Q13；第一逆变电路经过Q15与地相连，第二逆变电路经过Q14与Vcc相连；Q14两端并联有R1、Q16以及反向并联二极管D1所组成的充电回路，Q15两端并联有R2、Q17以及反向并联二极管D2所组成的充电回路；第一逆变电路的母线并联母线电容C1，第二逆变电路的母线并联母线电容C2。

所述第一逆变电路的逆变电路Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6，第二逆变电路的Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12，以及切换开关Q14和切换开关Q15采用IGBT或者MOSFET管。

一种采用所述双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路实现斩波控制的方法，其特征在于：两套绕组上第一逆变电路与第二逆变电路上施加的PWM信号，两个PWM信号相差四分之一个斩波周期。

有益效果

本发明提出的一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路及控制方法，利用倍频斩波技术与电机两套绕组拓扑结构相结合的思想，降低了电机的斩波转矩脉动，提高转速精度，不存在由斩波信号差异而引起的电流不均衡问题。特别适用于无位置起动的高速无刷直流电机。与目前现有技术相比，本发明特点有以下几点：将倍频斩波技术的思想与新型电机绕组切换结构相结合，把高速电机的开关信号频率降低，降低了电路损耗；采用倍频斩波控制方式使两套绕组电流存在斩波相位差，使两套绕组输出的电磁转矩相隔二分之一斩波周期互补。电机电磁转矩是两套绕组电磁转矩之和，其互补特性可以有效减小电机电磁转矩斩波脉动，提高电机转速控制精度。

附图说明

图1是本发明所述四种依次相差了四分之一个斩波周期的PWM信号

图2是控制电路拓扑图

图3是两套绕组上电流波形

图4是仿真结果图

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本发明利用倍频斩波技术与电机两套绕组拓扑结构相结合的思想，降低了电机的斩波转矩脉动，提高转速精度，不存在由斩波信号差异而引起的电流不均衡问题。

如图1所示，提供了一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制方法。本发明包括：包括两套单独的逆变电路(Q1-Q6、Q7-Q12)以及两套单独Y型联接的绕组(A1、B1、C1；A2、B2、C2)，两个母线电容(C1、C2)，两个个切换开关(Q14、Q15)，两个充电回路电阻(R1、R2)与开关管(Q16、Q17)反向并联二极管D1、D2，以及两套回路间串联二极管Q13。

连接关系：第一逆变电路与第一Y型连接的绕组相连接，第二逆变电路与第二Y型连接的绕组相连接，第一逆变电路与第二逆变电路之间串接二极管Q13；第一逆变电路经过Q15与地相连，第二逆变电路经过Q14与Vcc相连；Q14两端并联有R1、Q16以及反向并联二极管D1所组成的充电回路，Q15两端并联有R2、Q17以及反向并联二极管D2所组成的充电回路；第一逆变电路的母线并联母线电容C1，第二逆变电路的母线并联母线电容C2。

所述第一逆变电路的逆变电路Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6，第二逆变电路的Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12，以及切换开关Q14和切换开关Q15采用IGBT或者MOSFET管。

本发明的工作过程，首先分析PWM信号。以Q1、Q6、Q7、Q12导通为例说明倍频斩波的原理，如图1所示。图中，四个管子的开关频率为10kHz，由上向下依次为：1号驱动管Q1的驱动信号S1_1，1号驱动器Q6的驱动信号S6_1，2号驱动器Q7的驱动信号S7_2，2号驱动器Q12的驱动信号S12_2，以上四个信号依次相差了四分之一个斩波周期。由于电机两套绕组同槽安放，绕组的参数差异较小，同时开关频率较高，为绕组均流创造了条件。在额定的负载下进行仿真，该负载对应绕组电流为110A。仿真电流波形如图2所示，依次为1号绕组A相电流波形，2号绕组A相电流波形，1号绕组A相电流有效值波形，2号绕组A相电流有效值波形。从仿真波形图3可以看出，无论是电流的瞬时值还是有效值两套绕组都实现了较好的均流效果，不存在由于斩波信号的差异而引起的电流不均衡问题。同时每套绕组的电流有效值都为设计值的一半，有利于功率器件体积的减小。

如图4所示，为PWM信号，两套绕组中流过的电流以及转矩仿真图，可以看出其中PWM信号每个互差四分之一周期；两套绕组上电流纹波有固定相位差；在每套绕组上电流波动一次时，转矩波动两次，实现了转矩多脉波数，小幅值脉动的功能。

采用倍频斩波控制方式使两套绕组电流存在斩波相位差，使两套绕组输出的电磁转矩相隔二分之一斩波周期互补。电机电磁转矩是两套绕组电磁转矩之和，其互补特性可以有效减小电机电磁转矩斩波脉动，提高电机转速控制精度。

Claims (3)

1.一种双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路，其特征在于包括Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6组成的第一逆变电路，Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12组成的第二逆变电路，C1母线电容、C2母线电容、Q14切换开关、Q15切换开关、R1充电回路电阻、R2充电回路电阻、Q16开关管、Q17开关管、D1反向并联二极管、D2反向并联二极管和回路间串联二极管Q13；第一逆变电路与第一Y型连接的绕组相连接，第二逆变电路与第二Y型连接的绕组相连接，第一逆变电路与第二逆变电路之间串接二极管Q13；第一逆变电路经过Q15与地相连，第二逆变电路经过Q14与Vcc相连；Q14两端并联有R1、Q16以及反向并联二极管D1所组成的充电回路，Q15两端并联有R2、Q17以及反向并联二极管D2所组成的充电回路；第一逆变电路的母线并联母线电容C1，第二逆变电路的母线并联母线电容C2。

2.根据权利要求1所述双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路，其特征在于：所述第一逆变电路的逆变电路Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6，第二逆变电路的Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12，以及切换开关Q14和切换开关Q15采用IGBT或者MOSFET管。

3.一种采用权利要求1或2所述双绕组高速无刷直流电机倍频斩波控制电路实现斩波控制的方法，其特征在于：两套绕组上第一逆变电路与第二逆变电路上施加的PWM信号，两个PWM信号相差四分之一个斩波周期。