CN105044485A - 高功率微波TM0n混合模式在线测量装置及测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于诊断X、Ku、Ka等高频段高功率微波源输出的TM_0n混合模式的在线测量装置及测量方法，所述装置由参考耦合器、长度可调节直波导、测量耦合器和辐射喇叭组成，其中，参考耦合器的输出端口接长度可调节直波导的输入端口，长度可调节直波导的输出端口接测量耦合器的输入端口，测量耦合器的输出端口接辐射喇叭的输入端口。本发明设计结构简单，功率容量大，克服了高阶模式孔缝小耦合量难以标定准确的缺点，可以应用于高功率微波TM_0n混合模式的诊断。

Description

高功率微波TM0n混合模式在线测量装置及测量方法

技术领域

本发明涉及高功率微波测量技术领域中的一种测量装置及测量方法，尤其是一种用于诊断X、Ku、Ka等高频段高功率微波源输出的TM_0n(n＝0，1，2，…)混合模式的在线测量装置及测量方法。

背景技术

无论何种形式的高功率微波(HPM)系统，最终都需要将高功率微波源分系统所产生的高功率微波通过高功率微波发射分系统以特定的方式发射出去。因此，高功率微波发射分系统是整个高功率微波系统的终端，是高功率微波应用的重要环节之一。随着高功率微波系统向实用化发展，研制结构紧凑、轻便、环境适应性强的发射分系统成为HPM应用的迫切需求。同时，基于高功率微波源向更高频段发展的现状，例如X、Ku、Ka等波段，其为提高输出功率通常采用过模结构，这对研究高频段高功率容量的发射系统带来了很多新的问题，例如：高频段过模高功率微波源在保证功率效率的同时很难确保输出主模的高纯度，其输出模式一般为TM_0n混合模式，而现有的高功率微波紧凑化发射系统基本上工作于较低波段，通过单一模式驱动，因此应用于这类高功率微波紧凑化发射系统中的发射天线无法直接作为高频段过模高功率微波源的发射终端。为实现混合模式的高效辐射，需要在微波源与发射天线之间实现混合模式到单一模式转换【中国专利申请：CN201410221135.0，“高功率微波圆波导插板混合模式转换器”，公开号：103956537A，公开日：2014-07-30；中国专利申请：CN201410221121.9，“高功率微波圆波导阶梯混合模式转换器”，公开号：103956551A，公开日：2014-07-30】，并且在此基础之上研制出高频段紧凑化天线【专利号：ZL201310043717.X，“高功率微波径向线缝隙阵列天线”】，这一工作在高功率微波领域研究中属首创。

为有效实现混合模式转换，需要对过模高功率微波源的输出模式进行较为准确的模式成分诊断，即各模式间的幅值比以及相位差。截至目前，公开文献报道的关于高功率微波测量较为准确的方法是测量单一TM₀₁模式的功率，包括定向耦合器在线测量法和远场球带积分法。混合模式成分诊断的方法准确度较低，尤其模式间的相位差更是难以测定。就当前技术而言，要较准确分析出吉瓦(GW)量级微波TM_0n混合模式成分的具体参数，包括幅值比和相位差等，还存在相当大的困难，难点主要集中在两点：(1)在线测量在保证功率容量的前提下，高阶模式单模的孔缝小耦合量的标定精度不够；(2)远场测量易受环境因素影响，误差大，难以准确测得极小值点。而这两个困难在目前难以找到有效的解决方法，所以需要转变测量方式才有可能找到比较好的解决方案。

因此过模结构下高功率微波源输出的TM_0n混合模式微波诊断历来是技术难点，有效解决这一问题将对高功率微波源基础性研究和集成应用发挥重要作用，也是实现TM_0n混合模式转换的前提。

发明内容

本发明要解决的技术问题是克服现有传统高功率微波在线测量装置中高阶TM_0n模孔缝小耦合量标定难度大的缺点，提供一种免去孔缝耦合标定精度要求、并且具有较高测量精度的高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置及测量方法。

本发明采用的技术方案为：

本发明高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，由参考耦合器、长度可调节直波导、测量耦合器和辐射喇叭组成，其中，参考耦合器的输出端口接长度可调节直波导的输入端口，长度可调节直波导的输出端口接测量耦合器的输入端口，测量耦合器的输出端口接辐射喇叭的输入端口。

所述参考耦合器由参考圆波导和参考耦合矩形波导组成，所述参考圆波导长度为L₁，内半径为R₁，所述参考耦合矩形波导长度为L₂，高度为h，宽度为w，附着在参考圆波导的外壁表面，其轴线与参考圆波导的轴线平行，定义参考耦合矩形波导的左端为隔离端口，右端为输出端口；所述参考圆波导腔体与所述参考耦合矩形波导腔体之间通过沿参考圆波导波导壁上轴向排列的圆形小孔相互耦合，所述圆形小孔(耦合孔)沿参考圆波导轴向等间距排列，间距为S，满足0.2λ₀<S<0.5λ₀，λ₀为待测微波中心频点f₀所对应的自由空间波长，圆形小孔的直径d均相同，满足0.05λ₀<d<0.4λ₀。耦合孔的这种结构与排列方式使得从参考矩形波导输出端口输出的微波信号远大于隔离端口输出的微波信号，一般其功率比大于30dB，同时使得在参考圆波导中待测微波的能量通过圆形小孔仅仅耦合一小部分(例如-60dB)进入参考矩形波导，而圆形小孔的结构和排列方式并不会影响待测微波的传播特征，即待测的TM_0n混合模式微波的幅值比与相位差均保持不变。

所述长度可调节直波导为一段轴向总长度可以调节的普通圆波导，其初始长度为L₃，经拉伸后其最大长度可以达到L₃+ΔL，内半径等于参考圆波导的内半径R₁，用于在实验测量中获得不同的测量状态。

所述测量耦合器由测量圆波导、测量耦合矩形波导、圆柱形套筒和支撑杆组成，所述测量圆波导与所述参考耦合器中参考圆波导结构相同，所述测量耦合矩形波导与所述参考耦合器中参考耦合矩形波导结构相同，所述测量圆波导与测量耦合矩形波导的耦合关系与所述参考耦合器中参考圆波导与参考耦合矩形波导的耦合关系相同；所述圆柱形套筒的长度与所述测量圆波导的长度相同，内半径为R₂，通过前后两个支撑杆支撑并固定在测量圆波导的内壁上，并通过支撑杆与测量圆波导形成电连接，前后两个支撑杆之间的间距为L₄。

所述辐射喇叭由外层喇叭、内层喇叭和介质罩组成，所述外层喇叭与测量耦合器的测量圆波导连接，其长度为L₅，半径为R₃，所述内层喇叭与测量耦合器的圆柱形套筒连接，其长度为L₆，半径为R₄；所述外层喇叭的输出口被介质罩密封，使得整个测量装置可以保持真空，提升测量装置的整体功率容量。该辐射喇叭结构用于实现高功率微波TM_0n混合模式在本测量装置的终端高效辐射到自由空间，达到匹配传输的目的，避免了微波反射对装置测量过程中造成的不良影响。

特别地，所述高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置还满足以下条件：

所述参考耦合器中参考圆波导的输入半径R₁与被测高功率微波源的输出端口半径相同，长度L₁大于等于参考耦合矩形波导的长度L₂，其满足L₂≤L₁≤3L₂，参考圆波导和参考耦合矩形波导之间通过q个小孔进行耦合，其满足2≤q≤8，所述参考耦合矩形波导的矩形腔体宽度w满足0.5λ₀<w<λ₀，矩形腔体高度h满足0.2λ₀<h<0.5λ₀。

所述长度可调节直波导是一沿轴向可伸缩的灵活部件，其最大拉伸长度为L₃+ΔL：在实际测量过程中，因为需要获得不同长度结构下的长度可调节直波导以完成多次TM_0n混合模式在不同相位状态下的测量，具体的L₃设计要依据TM_0n混合模式的个数n和参考耦合器中参考圆波导的输入半径R₁确定。

所述测量耦合器中测量圆波导与参考耦合器中参考圆波导结构设计方法相同，测量耦合矩形波导与参考耦合矩形波导结构设计方法相同，测量圆波导腔体和测量耦合矩形波导腔体之间的耦合孔与参考耦合器的耦合孔的结构设计相同；所述圆柱形套筒是整个测量装置中的关键部件，用于将TM_0n混合模式转换为单一的同轴TEM模式，以便在测量耦合矩形波导中实现TM_0n混合模式微波的单模TEM耦合输出，其半径R₁应满足(R₁–R₂)<0.5λ₀；所述前支撑杆与后支撑杆结构相同，由k个沿圆周方向均匀分布的金属支撑块构成，k应满足f_c(TE_k1)>f₀，即同轴波导中传输的TE_k1模式微波的截止频率f_c要大于待测微波的中心频点f₀，其中TE_k1模式指的是一种特定的微波电场分布，下标k反应出电场的角向分布特性，1反映出电场的径向分布特性，前支撑杆与后支撑杆之间的间距L₄要足够远，使得由测量圆波导和圆柱形套筒组成的同轴波导内由于支撑杆结构引起的高阶模式电场衰减到足够小，避免此类高阶模式杂模耦合进入测量耦合矩形波导，具体设计时，L₄要根据整个测量装置整体的模拟仿真结果而定，其具体的结构尺寸可以通过电磁仿真软件例如CST软件优化得到。

所述辐射喇叭用于实现测量耦合器与自由空间的良好过渡，将高功率TM_0n混合模式微波以高传输效率辐射到自由空间中。其外层喇叭的半径R₃要足够大，使得喇叭辐射口面的功率容量够高，避免发生射频击穿现象，同时，外层喇叭的长度L₅要足够大，实现辐射喇叭的平缓过渡，降低TM_0n混合模式的驻波比。具体设计时，R₃、L₅要依据测量装置的实际功率容量而定，可以通过电磁仿真软件例如CST软件优化得到；内层喇叭用于实现TM_0n混合模式在测量耦合器与外层喇叭之间良好的过渡，其长度L₆和输出半径R₄应满足0.1L₅<L₆<0.5L₅，0.1R₃<R₄<0.5R₃。

以上为本发明提出的高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置设计方案，在此基础之上，本发明还提供了两种基于该装置实现高功率微波TM_0n混合模式在线测量方法，具体说明如下：

这里首先设定测量分析过程中需提及的基本物理量。设TM₀₁，TM₀₂，…，TM_0n等混合模式输入该测量装置的初始量为A₁，其中A₁，A₂，…，A_n为各模式的幅值，θ₂，θ₃，…，θ_n为各模式相对于TM₀₁模的初始相位差，这些未知模式的幅值比(1，p₂，p₃，…，p_n，其中p_n＝A_n/A₁，n＝2，3，...)与相位差就是本发明要测量的TM_0n混合模式初始物理量。TM_0n混合模式在圆波导中的传播常数分别为β₁，β₂，…，β_n。TM_0n混合模式在进入测量耦合器时，各模式均被由测量圆波导和圆柱形套筒组成的同轴结构提取一部分能量，以同轴TEM模式在该同轴结构中进行传输，设TM₀₁，TM₀₂，…，TM_0n等混合模式的同轴结构耦合系数分别为：其中M₁，M₂，…，M_n为各模式同轴结构中耦合系数的幅值，α₁，α₂，…，α_n为各TM_0n模式进入同轴结构时引入的相位差。由于该同轴结构对于TM_0n模式的耦合系数的绝对值较大，理论设计模型与实际加工模型的尺寸偏差小，可以认为测量装置的加工装配误差对理论设计值的影响很小，因此这些耦合系数均可以通过电磁仿真软件CST仿真得到，而无需再进行测量标定。设参考耦合器的耦合其系数为测量耦合器的耦合系数为其中C₁、C₂为耦合系数的幅值，γ₁为TM_0n混合模式进入参考矩形波导引入的相位差、γ₂为同轴TEM模式进入测量矩形波导引入的相位差，这两个耦合系数是未知量，而且在实验过程中难以标定准确，但是在本发明提出的测量方法下，可以不用考虑耦合系数的实际值而对TM_0n混合模式的初始物理量进行准确测量。由于TM_0n混合模式中的未知量较多，只通过一次测量得到的实验数据难以诊断出准确的模式成分，因此需要增加测量状态以获得更多的有效测量数据。为了在实际测量操作过程中获得不同的测量状态，需要不断增加长度可调节直波导的长度，其原始长度为L₃，设在每一次测量状态下其长度改变量为ΔL₃，所以经m次测量后长度可调节直波导的实际长度为L₃+m×ΔL₃。

测量方法一(混合测量法)，该测量方法包括以下步骤：

(1)根据待测TM_0n混合模式的个数n确定测量状态的次数m，即长度可调节直波导的长度变化次数，通常取n＝m，再根据测量次数m确定ΔL₃的值，ΔL₃为每次测量的长度改变量，ΔL_3m＝m×ΔL₃小于等于长度可调节直波导的最大长度调节范围ΔL，ΔL_3m为经过m次测量状态后总的长度改变量，0.5ΔL≤ΔL_3m≤ΔL；

(2)对第一次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+1×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量。利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₁和相位差s₁；

(3)对第二次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+2×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量。利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₂和相位差s₂；

(4)以此类推，对第m次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+m×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量。利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q_m和相位差s_m；

(5)经过m次状态的测量，共记录下m组数据；设测量矩形波导输出信号在第m次与第m-1次的测量得到的相位差为ξ_m＝s_m-s_m-1。最后根据下面的复数方程组即可依据测量数据分析出TM_0n混合模式的幅值比与相位差：

$\left\{\begin{array}{c}\left(A_1{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_1}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)}{M}_1{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_1}+A_2{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_2}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)}{M}_2{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_2}+...+A_n{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_n}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)}{M}_n{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_n}\right)C_2{e}^{{\mathrm{j\&gamma;}}_2}=Q_1{e}^{{\mathrm{j\&xi;}}_1}\\ \left(A_1{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_1}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)}{M}_1{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_1}+A_2{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_2}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)}{M}_2{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_2}+...+A_n{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_n}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32}\right)}{M}_n{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_n}\right)C_2{e}^{{\mathrm{j\&gamma;}}_2}=Q_2{e}^{{\mathrm{j\&xi;}}_2}\\ \begin{array}{c}.\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\end{array}\\ \left(A_1{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_1}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)}{M}_1{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_1}+A_2{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_2}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)}{M}_2{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_2}+...+A_n{e}^{{\mathrm{j\&nu;}}_n}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)}{M}_n{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_n}\right)C_2{e}^{{\mathrm{j\&gamma;}}_2}=Q_m{e}^{{\mathrm{j\&xi;}}_m}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中A₁，A₂，…，A_n为TM_0n各模式的幅值，ν₁，ν₂，…，ν_n为各模式的初始相位。TM₀₂，TM₀₃，…，TM_0n各模式相对于TM₀₁模的初始相位差θ₂，θ₃，…，θ_n可以通过θ_n＝ν_n-ν₁得到。当TM_0n混合模式中的模式总个数为n时，按照上述方法只需要测量m＝n次，即可列出如(1)式所示的复数方程组。通过求解该方程组则能分析出TM_0n混合模式的初始物理量，即混合模式间的幅值比与相位差。从方程组(1)的结构可以看出，要求出该方程的解并不需要知道参考耦合器的耦合其系数和测量耦合器的耦合系数的具体值，由此即应证了该测量装置中参考耦合器与测量耦合器无需精确标定的优点。

测量方法二(单一测量法)：

从测量方法一可以看出，测量装置要分析出TM_0n混合模式的初始物理量需要同时测量参考矩形波导和测量矩形波导的输出口微波信号的幅值比与相位差信息，对于n个混合模式理论上只需要n次测量状态即可完成微波模式诊断分析。但是，在实际实验操作过程中测量百纳秒级脉冲宽度的微波信号间的相位差存在一定的困难，尤其当测量电缆较长时，引入的测量误差较大。针对这一特殊的情况，本发明提供另一种只需要测量参考矩形波导和测量矩形波导输出口微波信号幅值比的单一测量法，有效回避了在某些特殊场合(例如用较长的测量电缆测量百纳秒级脉冲宽度的微波信号时)难以精确测量相位差的难点。该方法包括以下步骤：

(1)根据待测TM_0n混合模式的个数n确定测量状态的次数m，即长度可调节直波导的长度变化次数，这里取m＝2n-1，再根据测量次数m确定ΔL₃的值，ΔL₃为每次测量的长度改变量，ΔL_3m＝m×ΔL₃小于等于长度可调节直波导的最大长度调节范围ΔL，ΔL_3m为经过m次测量状态后总的长度改变量，0.5ΔL≤ΔL_3m≤ΔL；

(2)对第一次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+1×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量。利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₁；

(3)对第二次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+2×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量。利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₂；

(4)以此类推，对第m次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+m×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量。利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q_m；

(5)经过m次状态的测量，共记录下m组数据；最后根据下面的功率方程组即可依据测量数据分析出TM_0n混合模式的幅值比与相位差：

$\left\{\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}{\left(\begin{array}{c}{A}_1{M}_1\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_1-{\mathrm{\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_1\right)+A_2{M}_2\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_2-{\mathrm{\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_2\right)+...\\ +A_n{M}_n\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_n-{\mathrm{\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_n\right)\end{array}\right)}^2+\\ {\left(\begin{array}{c}{A}_1{M}_1\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_1-{\mathrm{\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_1\right)+A_2{M}_2\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_2-{\mathrm{\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_2\right)+...\\ +A_n{M}_n\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_n-{\mathrm{\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_n\right)\end{array}\right)}^2\end{array}\right){C_2}^2={Q_1}^2\\ \left(\begin{array}{c}{\left(\begin{array}{c}{A}_1{M}_1\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_1-{\mathrm{\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_1\right)+A_2{M}_2\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_2-{\mathrm{\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_2\right)+...\\ +A_n{M}_n\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_n-{\mathrm{\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_n\right)\end{array}\right)}^2+\\ {\left(\begin{array}{c}{A}_1{M}_1\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_1-{\mathrm{\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_1\right)+A_2{M}_2\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_2-{\mathrm{\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_2\right)+...\\ +A_n{M}_n\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_n-{\mathrm{\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_n\right)\end{array}\right)}^2\end{array}\right){C_2}^2={Q_2}^2\\ \begin{array}{c}.\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\end{array}\\ \left(\begin{array}{c}{\left(\begin{array}{c}{A}_1{M}_1\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_1-{\mathrm{\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_1\right)+A_2{M}_2\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_2-{\mathrm{\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_2\right)+...\\ +A_n{M}_n\cos \left({\mathrm{\&nu;}}_n-{\mathrm{\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_n\right)\end{array}\right)}^2+\\ {\left(\begin{array}{c}{A}_1{M}_1\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_1-{\mathrm{\&beta;}}_1\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_1\right)+A_2{M}_2\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_2-{\mathrm{\&beta;}}_2\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_2\right)+...\\ +A_n{M}_n\sin \left({\mathrm{\&nu;}}_n-{\mathrm{\&beta;}}_n\left(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m}\right)+{\mathrm{\&theta;}}_n\right)\end{array}\right)}^2\end{array}\right){C_2}^2={Q_m}^2\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中A₁，A₂，…，A_n为TM_0n各模式的幅值，ν₁，ν₂，…，ν_n为各模式的初始相位。TM₀₂，TM₀₃，…，TM_0n各模式相对于TM₀₁模的初始相位差θ₂，θ₃，…，θ_n可以通过θ_n＝ν_n-ν₁得到。当TM_0n混合模式中的模式总个数为n时，按照上述方法需要测量m＝2n-1次，即可通过(2)式求解出TM_0n混合模式各模式间的幅值比与相位差。从方程组(2)的结构可以看出，要求出该方程的解同样不需要知道参考耦合器的耦合其系数和测量耦合器的耦合系数的具体值，即基于单一测量法来分析TM_0n混合模式成分同样无需对耦合器进行准确标定。可以看出，该单一测量法与混合测量法相比，虽然免去了对参考矩形波导和测量矩形波导输出口微波信号相位差的测量，但是需要增加n-1次测量次数才可完成TM_0n混合模式的诊断分析。

总体而言，这两种方法的测量特点可以归结如下：混合测量法测量次数少，但是需要测量相位信息；单一测量法测量次数较多，但是可以免除相位差测量。两种方法各有利弊，具体应用时要根据实验场地的实际条件加以选择，两种方法的共同突出优点是免去测量装置的准确标定，采用相对值测量实现对TM_0n混合模式的诊断。

本发明具有以下有益效果：

1.高功率TM_0n混合模式微波由参考耦合器输入，通过改变长度可调节直波导的轴向长度，可以在其不同长度状态下，测量得到参考耦合矩形波导和测量耦合矩形波导输出口微波信号的物理量，再依据基于该装置测量原理得到的数学关系即可分析出TM_0n混合模式的初始物理量，即幅值比和相位差。基于本发明——高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置之上提出的测量分析方法在高功率微波TM_0n混合模式诊断研究领域中属首创。

2.本发明装置有别于传统的微波定向选模耦合器，其增加的圆柱形套筒结构使得测量耦合矩形波导中的小孔耦合的是稳定的单模同轴TEM模式电场，有效将传统微波定向选模耦合器中复杂的多模选择问题转变为本发明中简单的单模幅值比较处理，除去了器件精确标定的难点和传统的定向选模耦合器对多模式选择提取时给测量带来的波动误差，从而简化了耦合器的设计难度，克服了高阶模式孔缝小耦合量标定难的大难题，同时提升了装置测量精度。整个测量装置采用大过模比结构设计，使得整个系统有较高的功率容量，可以满足高功率微波领域中的测量需求。

3.与现有技术相比，本发明设计结构简单，功率容量大，克服了高阶模式孔缝小耦合量难以标定准确的缺点，可以应用于高功率微波TM_0n混合模式的诊断。

附图说明

图1为高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置结构示意图；

图2为参考耦合器正面示意图；

图3为参考耦合器轴向剖面示意图；

图4为支撑杆三维视图。

具体实施方式：

下面结合附图对本发明的具体实施方式作出说明。

如图1所示，本发明高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置包括参考耦合器1、长度可调节直波导2、测量耦合器3和辐射喇叭4，其中，参考耦合器1的输出端口接长度可调节直波导2的输入端口，长度可调节直波导2的输出端口接测量耦合器3的输入端口，测量耦合器3的输出端口接辐射喇叭4的输入端口。参考耦合器1包括参考圆波导101和参考耦合矩形波导102，参考耦合矩形波导102通过焊接的方式附着在参考圆波导101的外壁表面，其轴线与参考圆波导101的轴线平行，参考圆波导101腔体与参考耦合矩形波导102腔体之间通过沿参考圆波导101轴向按特定规律排列的6个小孔连接；长度可调节直波导2为一段轴向总长度可以调节的普通圆波导；测量耦合器3包括测量圆波导301、测量耦合矩形波导302、圆柱形套筒303和支撑杆304。测量圆波导301与参考圆波导101结构相同，测量耦合矩形波导302与参考耦合矩形波导102结构相同，测量圆波导301与测量耦合矩形波导302的耦合关系与参考耦合器中参考圆波导101与参考耦合矩形波导102的耦合关系相同。圆柱形套筒303通过支撑杆304与测量圆波导301连接，支撑杆304包括前支撑杆304A和后支撑杆304B；辐射喇叭4包括外层喇叭401、内层喇叭402和介质罩403。外层喇叭401与测量耦合器的测量圆波导301连接，内层喇叭402与测量耦合器的圆柱形套筒303连接，外层喇叭401的输出口被介质罩403密封。

如图2所示参考耦合器正面视图，参考耦合器包括参考圆波导101和参考耦合矩形波导102。

如图3所示参考耦合器轴向剖面视图，参考圆波导101腔体与参考耦合矩形波102导腔体之间通过沿波导轴向按特定规律排列的6个小孔相互耦合。参考圆波导101的左边端口(远离辐射喇叭的一侧)为TM_0n混合模式高功率微波的输入端口。参考耦合矩形波102的左边端口102A(远离辐射喇叭的一侧)为隔离口，右边端口102B(靠近辐射喇叭的一侧)为输出口，上述特殊排列的6个小孔可以使得输出口的微波信号远大与隔离口的输出信号，一般其功率比大于30dB。

如图4所示支撑杆三维视图，支撑杆包括前支撑杆304A和后支撑杆304B。

具体地，国防科技大学设计了中心频率为12.5GHz的高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，其结构参数如下：待测TM_0n混合模式个数n＝3，R₁＝37mm，R₂＝33mm，R₃＝300mm，R₄＝85mm，L₁＝80mm，L₂＝90mm，L₃＝30mm，L₄＝160mm，L₅＝700mm，L₆＝240mm，w＝16mm，h＝8mm，p＝6，S＝7.5mm，d＝3mm。在中心频点处，TM_0n混合模式传输效率大于99％，系统功率容量大于2GW。对于混合测量法，取ΔL_3m＝20mm，40mm，60mm，(m＝1,2,3)三组测量状态即可完成TM_0n混合模式诊断分析；对于单一测量法，取ΔL_3m＝20mm，40mm，60mm，80mm，100mm(m＝1,2,3,4,5)五组测量状态即可完成TM_0n混合模式诊断分析。

由上述结果可知，本发明这种实施方式具有设计结构简单，易于操作，功率容量高，免于器件准确标定的优点。

Claims (8)

1.一种高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，其特征在于：该测量装置由参考耦合器(1)、长度可调节直波导(2)、测量耦合器(3)和辐射喇叭(4)组成，其中，参考耦合器(1)的输出端口接长度可调节直波导(2)的输入端口，长度可调节直波导(2)的输出端口接测量耦合器(3)的输入端口，测量耦合器(3)的输出端口接辐射喇叭(4)的输入端口；

所述参考耦合器(1)由参考圆波导(101)和参考耦合矩形波导(102)组成，所述参考圆波导(101)长度为L₁，内半径为R₁，所述参考耦合矩形波导(102)长度为L₂，高度为h，宽度为w，附着在参考圆波导(101)的外壁表面，其轴线与参考圆波导(101)的轴线平行；所述参考圆波导(101)腔体与所述参考耦合矩形波导(102)腔体之间通过沿参考圆波导(101)波导壁上轴向排列的圆形小孔相互耦合，所述圆形小孔沿参考圆波导(101)轴向等间距排列，间距为S，满足0.2λ₀<S<0.5λ₀，λ₀为待测微波中心频点f₀所对应的自由空间波长，圆形小孔的直径d均相同，满足0.05λ₀<d<0.4λ₀；

所述长度可调节直波导(2)为一段轴向总长度可以调节的普通圆波导，其初始长度为L₃，经拉伸后其最大长度可以达到L₃+ΔL，长度可调节直波导(2)的内半径等于参考圆波导(101)的内半径R₁；

所述测量耦合器(3)由测量圆波导(301)、测量耦合矩形波导(302)、圆柱形套筒(303)和支撑杆(304)组成，所述测量圆波导(301)与所述参考耦合器(1)中参考圆波导(101)结构相同，所述测量耦合矩形波导(302)与所述参考耦合器(1)中参考耦合矩形波导(102)结构相同，所述测量圆波导(301)与测量耦合矩形波导(302)的耦合关系与所述参考耦合器(1)中参考圆波导(101)与参考耦合矩形波导(102)的耦合关系相同；所述圆柱形套筒(303)的长度与所述测量圆波导(301)的长度相同，内半径为R₂，通过前后两个支撑杆(304A,304B)支撑并固定在测量圆波导(301)的内壁上，并通过支撑杆(304A,304B)与测量圆波导(301)形成电连接，前后两个支撑杆(304A,304B)之间的间距为L₄；

所述辐射喇叭(4)由外层喇叭(401)、内层喇叭(402)和介质罩(403)组成，所述外层喇叭(401)与测量耦合器(3)的测量圆波导(301)连接，其长度为L₅，半径为R₃，所述内层喇叭(402)与测量耦合器(3)的圆柱形套筒(303)连接，其长度为L₆，半径为R₄；所述外层喇叭(401)的输出口被介质罩(403)密封。

2.一种如权利要求1所述高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，其特征在于：所述参考耦合器(1)中参考圆波导(101)的输入半径R₁与被测高功率微波源的输出端口半径相同，长度L₁大于等于参考耦合矩形波导(102)的长度L₂，满足L₂≤L₁≤3L₂，参考圆波导(101)和参考耦合矩形波导(102)之间通过q个小孔进行耦合，满足2≤q≤8，所述参考耦合矩形波导(102)的矩形腔体宽度w满足0.5λ₀<w<λ₀，矩形腔体高度h满足0.2λ₀<h<0.5λ₀。

3.一种如权利要求1所述高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，其特征在于：所述长度可调节直波导(2)的长度L₃依据TM_0n混合模式的个数n和参考耦合器(1)中参考圆波导(101)的输入半径R₁确定。

4.一种如权利要求1所述高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，其特征在于：所述测量耦合器(3)中圆柱形套筒(303)的半径R₁应满足(R₁–R₂)<0.5λ₀；所述前支撑杆(304A)与后支撑杆(304B)结构相同，由k个沿圆周方向均匀分布的金属支撑块构成，k满足f_c(TE_k1)>f₀，即同轴波导中传输的TE_k1模式微波的截止频率f_c要大于待测微波的中心频点f₀，其中TE_k1模式指的是一种特定的微波电场分布，下标k反应出电场的角向分布特性，1反映出电场的径向分布特性，前支撑杆(304A)与后支撑杆(304B)之间的间距L₄要足够远，使得由测量圆波导(301)和圆柱形套筒(303)组成的同轴波导内由于支撑杆结构引起的高阶模式电场衰减到足够小，避免此类高阶模式杂模耦合进入测量耦合矩形波导(302)。

5.一种如权利要求1所述高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，其特征在于：所述辐射喇叭(4)中外层喇叭(401)的半径R₃要足够大，使得喇叭辐射口面的功率容量够高，避免发生射频击穿现象，同时，外层喇叭(401)的长度L₅要足够大，实现辐射喇叭的平缓过渡，降低TM_0n混合模式的驻波比；内层喇叭(402)的长度L₆和输出半径R₄应满足0.1L₅<L₆<0.5L₅，0.1R₃<R₄<0.5R₃。

6.一种高功率微波TM_0n混合模式在线测量装置，其特征在于：待测TM_0n混合模式个数n＝3时，满足R₁＝37mm，R₂＝33mm，R₃＝300mm，R₄＝85mm，L₁＝80mm，L₂＝90mm，L₃＝30mm，L₄＝160mm，L₅＝700mm，L₆＝240mm，w＝16mm，h＝8mm，p＝6，S＝7.5mm，d＝3mm。

7.一种采用如权利要求1所述装置进行高功率微波TM_0n混合模式在线测量方法，其特征在于该方法如下：

(1)根据待测TM_0n混合模式的个数n确定测量状态的次数m，即长度可调节直波导的长度变化次数，通常取n＝m，再根据测量次数m确定ΔL₃的值，ΔL₃为每次测量的长度改变量，ΔL_3m＝m×ΔL₃小于等于长度可调节直波导的最大长度调节范围ΔL，ΔL_3m为经过m次测量状态后总的长度改变量，0.5ΔL≤ΔL_3m≤ΔL；

(2)对第一次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+1×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量，利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₁和相位差s₁；

(3)对第二次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+2×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量，利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₂和相位差s₂；

(4)以此类推，对第m次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+m×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量，利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q_m和相位差s_m；

(5)经过m次状态的测量，共记录下m组数据；设测量矩形波导输出信号在第m次与第m-1次的测量得到的相位差为ξ_m＝s_m-s_m-1，最后根据(1)式所述的复数方程组即可依据测量数据分析出TM_0n混合模式的幅值比与相位差：

$\left\{\begin{array}{c}\left(A_1{e}^{{\mathrm{jv}}_1}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_1(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31})}{M}_1{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_1}+A_2{e}^{{\mathrm{jv}}_2}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_2(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31})}{M}_2{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}+\mathrm{...}+A_n{e}^{{\mathrm{jv}}_n}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_n(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{31})}{M}_n{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_n}\right)C_2{e}^{{\mathrm{j\&gamma;}}_2}=Q_1{e}^{{\mathrm{j\&xi;}}_1}\\ \left(A_1{e}^{{\mathrm{jv}}_1}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_1(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32})}{M}_1{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_1}+A_2{e}^{{\mathrm{jv}}_2}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_2(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32})}{M}_2{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}+\mathrm{...}+A_n{e}^{{\mathrm{jv}}_n}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_n(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{32})}{M}_n{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_n}\right)C_2{e}^{{\mathrm{j\&gamma;}}_2}=Q_2{e}^{{\mathrm{j\&xi;}}_2}\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ A_1{e}^{{\mathrm{jv}}_1}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_1(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m})}{M}_1{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_1}+A_2{e}^{{\mathrm{jv}}_2}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_2(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m})}{M}_2{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}+\mathrm{...}+A_n{e}^{{\mathrm{jv}}_n}{e}^{-{\mathrm{j\&beta;}}_n(L_1+L_3+{\mathrm{\&Delta;L}}_{3m})}{M}_n{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_n})C_2{e}^{{\mathrm{j\&gamma;}}_2}=Q_m{e}^{{\mathrm{j\&xi;}}_m}\end{array}\right.$

其中A₁，A₂，…，A_n为TM_0n各模式的幅值，ν₁，ν₂，…，ν_n为各模式的初始相位，TM₀₂，TM₀₃，…，TM_0n各模式相对于TM₀₁模的初始相位差θ₂，θ₃，…，θ_n可以通过θ_n＝ν_n-ν₁得到，当TM_0n混合模式中的模式总个数为n时，按照上述方法只需要测量m＝n次，即可列出如(1)式所示的复数方程组，通过求解该方程组则能分析出TM_0n混合模式的初始物理量，即混合模式间的幅值比与相位差。

8.一种采用如权利要求1所述装置进行高功率微波TM_0n混合模式在线测量方法，其特征在于该方法如下：

(1)根据待测TM_0n混合模式的个数n确定测量状态的次数m，即长度可调节直波导的长度变化次数，这里取m＝2n-1，再根据测量次数m确定ΔL₃的值，ΔL₃为每次测量的长度改变量，ΔL_3m＝m×ΔL₃小于等于长度可调节直波导的最大长度调节范围ΔL，ΔL_3m为经过m次测量状态后总的长度改变量，0.5ΔL≤ΔL_3m≤ΔL；

(2)对第一次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+1×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量，利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₁；

(3)对第二次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+2×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量，利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q₂；

(4)以此类推，对第m次状态测量，将长度可调节直波导拉伸至长度等于L₃+m×ΔL₃，之后开始进行TM_0n混合模式微波的测量，利用矢量网络分析仪测量参考矩形波导输出口和测量矩形波导输出口相应微波信号的幅值比Q_m；

(5)经过m次状态的测量，共记录下m组数据；最后根据(2)式所述的复数方程组即可依据测量数据分析出TM_0n混合模式的幅值比与相位差：

其中A₁，A₂，…，A_n为TM_0n各模式的幅值，ν₁，ν₂，…，ν_n为各模式的初始相位，TM₀₂，TM₀₃，…，TM_0n各模式相对于TM₀₁模的初始相位差θ₂，θ₃，…，θ_n可以通过θ_n＝ν_n-ν₁得到，当TM_0n混合模式中的模式总个数为n时，按照上述方法需要测量m＝2n-1次，即可通过(2)式求解出TM_0n混合模式各模式间的幅值比与相位差。