CN105027573A

CN105027573A - 传输广播信号的装置、接收广播信号的装置、传输广播信号的方法和接收广播信号的方法

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Publication number: CN105027573A
Application number: CN201480005279.0A
Authority: CN
Inventors: 金昞吉; 金佑灿; 金哉亨; 高祐奭; 洪性龙; 文徹圭; 催真溶; 黄在镐; 白钟燮; 郭国渊; 郑秉局
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2013-01-17
Filing date: 2014-01-16
Publication date: 2015-11-04
Anticipated expiration: 2034-01-16
Also published as: EP2946561A4; US9929831B2; JP2017139766A; WO2014112806A1; MX2015008821A; JP6093034B2; US10181929B2; CA2894646A1; KR20160106778A; US20140198874A1; US20170359143A1; JP2016509769A; KR101788068B1; CN105027573B; CA2894646C; KR20150084947A; MX347490B; EP2946561A1

Abstract

通过提供传输广播信号的方法，能实现本发明的目的，该方法包括：编码数据管道DP数据，其中编码进一步包括前向纠错FEC编码DP数据，比特交织FEC编码的DP数据，以及将比特交织的DP数据映射到星座上；通过映射所编码的DP数据来建立至少一个信号帧；以及通过正交频分复用OFDM方法来调制至少一个所建立的信号帧中的数据，以及传输具有所调制的数据的广播信号，其中至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

Description

传输广播信号的装置、接收广播信号的装置、传输广播信号的方法和接收广播信号的方法

技术领域

本发明涉及一种传输广播信号的装置、接收广播信号的装置以及传输和接收广播信号的方法。

背景技术

模拟广播信号传输已到尽头，正开发传输/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据并且除视频/音频数据外，进一步包括各种另外的数据。

即，数字广播系统能提供HD(高清)图像、多通道音频和各种另外的服务。然而，为数字广播，需要进一步提高用于传输大量数据的数据传输效率、传输/接收网络的鲁棒性和考虑移动接收设备的网络灵活性。

发明内容

技术问题

设计来解决该问题的本发明的目的依赖于传输广播信号来在时域中，复用提供两个或更多不同广播服务的广播传输/接收系统的数据，并且通过同一RF信号带宽传送复用的数据的装置和方法，以及接收与其对应的广播信号的装置和方法。

设计来解决该问题的本发明的另一目的依赖于传输广播信号的装置、接收广播信号的装置以及传送和接收广播信号来按分量分类对应于服务的数据、将对应于每一分量的数据传输为数据管道，接收并处理该数据的方法。

设计来解决该问题的本发明的又一目的依赖于传输广播信号的装置、接收广播信号的装置以及传输和接收广播信号来信号告知提供广播信号所必需的信令信息的方法。

技术方案

通过提供一种传输广播信号的方法，能实现本发明的目的，该方法包括：编码数据管道DP数据，其中编码进一步包括前向纠错FEC编码DP数据，比特交织FEC编码的DP数据，以及将比特交织的DP数据映射到星座上；通过映射所编码的DP数据来建立至少一个信号帧；以及通过正交频分复用OFDM方法来调制至少一个所建立的信号帧中的数据，以及传输具有所调制的数据的广播信号，其中至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

优选地，该方法进一步包括生成至少一个前导。

优选地，生成至少一个前导进一步包括通过使用至少一个序列来生成保护间隔，其中至少一个前导的每一个包括保护间隔。

优选地，至少一个序列是二进制类线性调频序列(Binarychirp-like sequence)、类线性调频序列、均衡m序列和Zadoff-Chu序列中的一个。

优选地，通过分配到活跃载波来进一步处理重复至少一个信令信息。

优选地，该编码进一步包括多输入多输出MIMO处理所映射的DP数据以及时间交织MIMO处理的DP数据。

优选地，该方法进一步包括多输入单输出MISO处理。

在本发明的另一方面中，在此提供一种传输广播信号的装置，该装置包括：编码模块，该编码模块被配置成编码数据管道DP数据，其中编码模块包括用于FEC编码DP数据的前向纠错FEC编码模块、用于比特交织FEC编码的DP数据的比特交织模块、以及用于将比特交织的DP数据映射到星座上的映射模块；构建模块，该构建模块被配置成通过映射所编码的DP数据来建立至少一个信号帧；以及调制模块，该调制模块被配置成通过正交频分复用OFDM方法来调制至少一个所建立的信号帧中的数据，以及传输具有所调制的数据的广播信号，其中至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

优选地，该装置进一步包括生成模块，该生成模块被配置成生成至少一个前导。

优选地，生成模块通过使用至少一个序列来生成保护间隔，其中至少一个前导的每一个包括保护间隔。

优选地，至少一个序列是二进制类线性调频序列、类线性调频序列、均衡m序列和Zadoff-Chu序列中的一个。

优选地，通过分配到活跃载波来进一步处理重复的至少一个信令信息。

优选地，编码模块进一步包括多输入多输出MIMO处理模块，该输入多输出MIMO处理模块用于MIMO处理所映射的DP数据，以及时间交织模块，该时间交织模块用于时间交织MIMO处理的DP数据。

优选地，该装置进一步包括多输入单输出MISO处理模块，该多输入单输出MISO处理模块用于MISO处理。

在本发明的另一方面中，提供一种接收广播信号的方法，该方法包括：接收具有至少一个信号帧的广播信号并且通过正交频分复用OFDM方法来解调至少一个信号帧中的数据；通过解映射数据管道DP数据来解析至少一个信号帧；以及解码DP数据，其中解码进一步包括：从星座解映射DP数据，比特解交织所解映射的DP数据，以及前向纠错FEC解码比特解交织DP数据，其中至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

优选地，至少一个前导的每一个包括通过使用至少一个序列所生成的保护间隔。

优选地，解码进一步包括时间解交织DP数据、以及多输入多输出MIMO解码时间解交织的DP数据。

优选地，该方法进一步包括多输入单输出MISO解码。

在本发明的另一方面中，在此提供一种接收广播信号的装置，该装置包括：接收模块，该接收模块被配置成接收具有至少一个信号帧的广播信号以及通过正交频分复用OFDM方法来解调至少一个信号帧中的数据；帧解析模块，该帧解析模块被配置成通过解映射数据管道DP数据来解析至少一个信号帧；以及解码模块，该解码模块被配置成解码DP数据，其中解码模块包括：用于从星座解映射DP数据的解映射模块、用于比特解交织所解映射的DP数据的比特解交织模块、以及用于FEC解码比特解交织DP数据的前向纠错FEC解码模块，其中至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

优选地，解码模块进一步包括用于时间解交织DP数据的时间解交织模块、以及用于MIMO解码时间解交织的DP数据的多输入多输出MIMO解码模块。

优选地，该装置进一步包括多输入单输出MISO解码模块，该多输入单输出MISO解码模块被配置成进行MISO解码。

有益效果

本发明能根据服务特性处理数据来控制用于每一个服务或服务组件的QoS，由此提供各种广播服务。

本发明能通过同一RF信号带宽，通过传输各种广播服务，实现传输灵活性。

本发明能使用MIMO系统来提高数据传输效率和增加广播信号的传输/接收的鲁棒性。

根据本发明，即使通过移动接收设备或在室内环境中，也可以提供能无错误地接收数字广播信号的广播信号传输和接收方法及装置。

附图说明

包括以提供本发明的进一步理解的附图示例本发明的实施例并且结合说明书，用来说明本发明的原理。

在图中：

图1示出根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

图2示出根据本发明的实施例的输入格式化模块。

图3示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。

图4示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。

图5示出根据本发明的实施例的编译&调制模块。

图6示出根据本发明的实施例的帧结构模块。

图7示出根据本发明的实施例的波形生成模块。

图8示出根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置的结构。

图9示出根据本发明的实施例的同步&解调模块。

图10示出根据本发明的实施例的帧解析模块。

图11示出根据本发明的实施例的解映射&解码模块。

图12示出根据本发明的实施例的输出处理器。

图13示出根据本发明的另一实施例的输出处理器。

图14示出根据本发明的另一实施例的编译&调制模块。

图15示出根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块。

图16示出根据本发明的实施例的超帧结构。

图17示出根据本发明的实施例的前导插入块。

图18示出根据本发明的实施例的前导结构。

图19示出根据本发明的实施例的前导检测器。

图20示出根据本发明的实施例的相关检测器。

图21示出表示当使用根据本发明的实施例的加扰序列时获得的结果的图。

图22示出表示当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。

图23示出表示当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。

图24是示出当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。

图25是示出当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。

图26示出根据本发明的实施例的信令信息交织过程。

图27示出根据本发明的另一实施例的信令信息交织过程。

图28示出根据本发明的实施例的信令解码器。

图29是示出根本发明的实施例的信令解码器的性能的图。

图30示出根据本发明的另一实施例的前导插入块。

图31示出根据本发明的实施例的前导中的信令数据的结构。

图32示出处理在根据一个实施例的前导上承载的信令数据的过程。

图33示出根据一个实施例，在时域中中继的前导结构。

图34示出根据本发明的实施例的前导检测器和包括在前导检测器中的相关检测器。

图35示出根据本发明的另一实施例的前导检测器。

图36示出根据本发明的实施例的前导检测器和包括在前导检测器中的信令解码器。

图37示出根据一个实施例的传输广播信号的方法。

图38示出根据实施例的接收广播信号的装置。

具体实施方式

现在，将详细地参考本发明的优选实施例，在附图中示出其描述。在下文中，将参考附图给出的详细描述意在解释本发明的示出性实施例，而不是表示根据本发明能实现的仅有的实施例。下述详细描述包括具体细节以便提供本发明的全面理解。然而，本发明的技术人员将理解到没有这些具体细节，也能实施本发明。

尽管从本领域广泛使用的常见术语选择用在本发明中的大多数术语，但一些术语由申请人任意选择并且根据需要，在下述描述中详细地解释它们的含义。由此，应当基于术语的预期含义，而不是它们的简单名称或含义理解本发明。

本发明提供用于传输和接收用于未来广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来广播服务包括地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。根据一个实施例，本发明可以通过非MIMO(多输入多输出)或MIMO，处理用于未来广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)方案、SISO(单输入单输出)方案等等。

尽管为方便描述，在下文中，MISO或MIMO使用两个天线，但本发明可应用于使用两个或更多个天线的系统。

图1示出根据本发明的实施例，用于传输未来广播服务的广播信号的装置的结构。

根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能包括输入格式化模块1000、编译&调制模块1100、帧结构模块1200、波形生成模块1300和信令生成模块1400。将描述传输广播信号的装置的每个模块的操作。

参考图1，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能接收MPEG-TS、IP流(v4/v6)和通用流(GS)，作为输入信号。此外，传输广播信号的装置能接收有关构成输入信号的每个流的配置的管理信息并且参考所接收的管理信息，生成最终物理层信号。

根据本发明的实施例的输入格式化模块1000能在用于编码和调制的标准或服务或服务组件的基础上，分类输入流并且将输入流输出为多个逻辑数据管道(或数据管道或DP数据)。数据管道是承载可承载一个或多个服务或服务组件的服务数据或相关元数据的物理层中的逻辑信道。此外，通过每个数据管道传输的数据可以称为DP数据。

此外，根据本发明的实施例的输入格式化模块1000能将每个数据管道划分成执行编译和调制所必需的块，并且执行增加传输效率或执行调度所必需的处理。稍后将描述输入格式化模块1000的操作的细节。

根据本发明的实施例的编译&调制模块1100能在从输入格式化模块1000接收的每个数据管道上执行前向纠错(FEC)编码，使得接收广播信号的装置能校正可以在传输信道上生成的错误。此外，根据本发明的实施例的编译&调制模块1100能将FEC输出比特数据变换成符号数据并且交织该符号数据来校正由信道引起的突发错误。如图1所示，根据本发明的实施例的编译&调制模块1100能划分所处理的数据，使得所划分的数据能通过用于各个天线输出的数据路径输出，以便通过两个或更多个Tx天线传输该数据。

根据本发明的实施例的帧结构模块1200能将从编译&调制模块1100输出的数据映射到信号帧。根据本发明的实施例的帧结构模块1200能使用从输入格式化模块1000输出的调度信息，执行映射并且交织信号帧中的数据以便获得额外的分集增益。

根据本发明的实施例的波形生成模块1300能将从帧结构模块1200输出的信号帧变换成用于传输的信号。在这种情况下，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能将前导信号(或前导)插入到用于传输装置的检测的信号中并且将用于估计传输信道来补偿失真的参考信号插入到该信号中。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能提供保护间隔并且将特定序列插入到同一信号中以便抵消由于多路接收导致的信道延迟扩展的影响。此外，根据本发明的实施例的波形生成模块1300能考虑信号特性，诸如输出信号的峰均功率比，执行有效传输所必需的过程。

根据本发明的实施例的信令生成模块1400使用输入管理信息和由输入格式化模块1000、编译&调制模块1100和帧结构模块1200生成的信息，生成最终物理层信令信息。因此，根据本发明的实施例的接收装置能通过解码信令信息，解码所接收的信号。

如上所述，根据本发明的一个实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。因此，根据本发明的一个实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能在时域中复用用于不同服务的信号并且传输它们。

图2、3和4示出根据本发明的实施例的输入格式化模块1000。将描述每个图。

图2示出根据本发明的一个实施例的输入格式化模块。图2示出当输入信号为单一输入流时的输入格式化模块。

参考图2，根据本发明的一个实施例的输入格式化模块能包括模式自适应模块2000和流自适应模块2100。

如图2所示，模式自适应模块2000能包括输入接口块2010、CRC-8编码器块2020和BB报头插入块2030。将描述模式自适应模块2000的每个块。

输入接口块2010能将输入到其的单一输入流划分成每个具有用于稍后将执行的FEC(BCH/LDPC)的基带(BB)帧的长度的数据片并且输出数据片。

CRC-8编码器块2020能在BB帧数据上执行CRC编码来向其添加冗余数据。

BB报头插入块2030能将包括诸如模式自适应类型(TS/GS/IP)、用户分组长度、数据字段长度、用户分组同步字节、数据字段中的用户分组同步字节的开始地址、高效率模式指示器、输入流同步字段等等的信息的报头插入到BB帧数据中。

如图2所示，流自适应模块2100能包括填充插入块2110和BB加扰器块2120。将描述流自适应模块2100的每个块。

如果从模式自适应模块2000接收的数据具有短于FEC编码所必需的输入数据长度的长度，则填充插入块2110能将填充比特插入数据中，使得该数据具有输入数据长度并且输出包括该填充比特的数据。

BB加扰器块2120能通过在输入比特流和伪随机二进制序列(PRBS)上执行XOR运算，随机化输入比特流。

上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图2所示，输入格式化模块能将数据管道最终输出到编译&调制模块。

图3示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。图3示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的模式自适应模块3000。

用于处理多个输入流的输入格式化模块的模式自适应模块3000能单独地处理多个输入流。

参考图3，用于分别处理多个输入流的模式自适应模块3000能包括输入接口块、输入流同步器块3100、补偿延迟块3200、空分组删除块3300、CRC-8编码器块和BB报头插入块。将描述模式自适应模块3000的每个块。

输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作对应于参考图2所述的输入接口块、CRC-8编码器块和BB报头插入块的操作，由此，将省略其描述。

输入流同步器块3100能传输输入流时钟参考(ISCR)信息来生成用于接收广播信号来恢复TS或GS的装置所必需的时序信息。

补偿延迟块3200能延迟输入数据并且输出所延迟的输入数据，使得如果在由传输装置，根据包括时序信息的数据的处理，在数据管道之间生成延迟，则接收广播信号的装置能同步输入数据。

空分组删除块3300能从输入数据删除不必要传输的输入空分组，基于删除空分组的位置，将所删除的空分组数量插入到输入数据中，并且传输该输入数据。

上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

图4示出根据本发明的另一实施例的输入格式化模块。

具体地，图4示出当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流自适应模块。

输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流自适应模块能包括调度器4000、1帧延迟块4100、带内信令或填充插入块4200、物理层信令生成块4300和BB加扰器块4400。将描述流自适应模块的每个块。

调度器4000能使用具有双极性的多个天线，执行用于MIMO系统的调度。此外，调度器4000能生成用在用于包括在图1所示的编译&调制模块中的天线路径的信号处理块，诸如比特到信元解复用块、信元交织器、时间交织器等等中的参数。

1-帧延迟块4100能使输入数据延迟一个传输帧，使得能通过用于将插入到数据管道中的带内信令信息的当前帧，传输有关下一帧的调度信息。

带内信令或填充插入块4200能将未延迟的物理层信令(PLS)-动态信令信息插入到延迟一个传输帧的数据中。在这种情况下，当存在用于填充的空间时，带内信令或填充插入块4200能插入填充比特或将带内信令信息插入到填充空间中。此外，除带内信令信息外，调度器4000能输出有关当前帧的物理层信令-动态信令信息。因此，稍后所述的信元映射器能根据从调度器4000输出的调度信息，映射输入信元。

物理层信令生成块4300能生成将通过传输帧的前导符号传输或扩展并且通过除带内信令信息外的数据符号传输的物理层信令数据。在这种情况下，根据本发明的实施例的物理层信令数据能称为信令信息。此外，根据本发明的实施例的物理层信令数据能分成PLS前信息和PLS后信息。PLS前信息能包括编码PLS-后信息所必需的参数以及静态PLS信令数据，并且PLS-后信息能包括编码数据管道所必需的参数。编码数据管道所必需的参数能分成静态PLS信令数据和动态PLS信令数据。静态PLS信令数据是公共应用于包括在超帧中的所有帧的参数并且能在超帧基础上改变。动态PLS信令数据是不同地应用于包括在超帧中的各个帧的参数并且能在逐帧基础上改变。因此，接收装置能通过解码PLS前信息，获得PLS后信息以及通过解码PLS后信息，并且解码所期望的数据管道。

BB加扰器块4400能生成伪随机二进制序列(PRBS)并且在PRBS和输入比特流上执行XOR运算来减小波形生成块的输出信号的峰均功率比(PAPR)。如图4所示，BB加扰器块4400的加扰被应用于数据管道和物理层信令信息。

取决于设计者，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图4所示，流自适应模块能将数据管道最终输出到编译&调制模块。

图5示出根据本发明的实施例的编译&调制模块。

图5所示的编译&调制模块对应于图1所示的编译&调制模块的实施例。

如上所述，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等等。

由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置提供的服务的特性，所以对应于各个服务的数据需要通过不同方案处理。因此，根据本发明的实施例的编译&调制模块能通过将SISO、MISO和MIMO方案单独地应用于分别对应于数据路径的数据管道，单独地处理输入到其的数据管道。因此，根据本发明的实施例的传输用于未来广播服务的广播信号的装置能控制用于通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS。

因此，根据本发明的实施例的编译&调制模块能包括用于SISO的第一块5000、用于MISO的第二块5100、用于MIMO的第三块5200和用于处理PLS-前/PLS后信息的第四块5300。图5所示的编译&调制模块是示出性的，取决于设计，可以仅包括第一块5000和第四块5300、第二块5100和第四块5300或第三块5200和第四块5300。即，根据设计，编译&调制模块能包括用于同样或不同地处理数据管道的块。

将描述编译&调制模块的每个块。

第一块5000根据SISO处理输入数据管道并且能包括FEC编码器块5010、比特交织器块5020、比特到信元解复用块5030、星座映射器块5040、信元交织器块5050、时间交织器块5060。

FEC编码器块5010能在输入数据管道上执行BCH编码和LDPC编码来向其添加冗余，使得接收装置能校正在传输信道上生成的误差。

比特交织器块5020能根据交织规则，交织FEC编码数据管道的比特流，使得比特流具有抗可能在传输信道上产生的突发错误的鲁棒性。因此，当将深衰落或擦除应用于QAM符号时，因为交织比特被映射到QAM符号，能防止在所有代码字比特的连续比特中产生误差。

比特到信元解复用块5030能确定输入比特流的顺序，使得能考虑输入比特流的顺序和星座映射规则，通过适当鲁棒性传输FEC块中的每个比特。

此外，比特交织器块5020位于FEC编码器块5010和星座映射器块5040之间并且考虑接收广播信号的装置的LDPC编码，能将由FEC编码器块5010执行的LDPC编码的输出比特连接到具有星座映射器的不同可靠性值和最佳值的比特位置。因此，比特到信元解复用块5030能由具有类似或相同功能的块代替。

星座映射器块5040能将输入到其中的比特字映射到一个星座。在这种情况下，星座映射器块5040能另外执行旋转&Q延迟。即，星座映射器块5040能根据旋转角，旋转输入星座，将星座划分成同相分量和正交相位分量并且仅使正交相位分量延迟任意值。然后，使用成对同相分量和正交相位分量，星座映射器块5040能将星座重新映射到新的星座。

此外，星座映射器块5040能移动二维平面上的星座点以便找出最佳星座点。通过该过程，能优化编译&调制模块1100的容量。此外，星座映射器块5040能使用IQ平衡星座点和旋转，执行上述操作。星座映射器块5040能由具有相同或类似功能的块代替。

信元交织器块5050能任意地交织对应于一个FEC块的信元并且输出所交织的信元，使得能以不同顺序输出对应于各个FEC块的信元。

时间交织器块5060能交织属于多个FEC块的信元并且输出所交织的信元。因此，在对应于时间交织深度的期间，分散和传输对应于FEC块的信元，并且从而能够获得分集增益。

第二块5100根据MISO处理输入数据管道，并且能以与第一块5000相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。然而，第二块5100不同于第一块5000之处在于第二块5100进一步包括MISO处理块5110。第二块5100执行与第一块5000相同的过程，包括输入操作到时间交织器操作，由此，省略相应块的描述。

MISO处理块5110能根据提供发射分集的MISO编码矩阵，编码输入信元，并且通过两条路径，输出MISO处理过的数据。根据本发明的一个实施例的MISO处理能包括OSTBC(正交空间时间块编码)/OSFBC(正交空间频率块编码，Alamouti编码)。

第三块5200根据MIMO处理输入数据管道并且能以与第二块5100相同的方式，包括FEC编码器块、比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块，如图5所示。然而，第三块5200的数据处理过程不同于第二块5100之处在于第三块5200包括MIMO处理块5220。

即，在第三块5200中，FEC编码器块和比特交织器块的基本任务与第一块和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一块和第二块5000和5100。

比特到信元解复用块5210能生成与MIMO处理的输入比特流一样多的输出比特流，并且通过用于MIMO处理的MIMO路径，输出该输出比特流。在这种情况下，能考虑LDPC和MIMO处理的特性，设计比特到信元解复用块5210来优化接收装置的解码性能。

星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块的基本作用与第一和第二块5000和5100相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块5000和5100。如图5所示，能存在与用于MIMO处理的MIMO路径的数量一样多的星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块。在这种情况下，对通过各个路径输入的数据，星座映射器块、信元交织器块和时间交织器块能同等或不同地操作。

MIMO处理块5220能使用MIMO编码矩阵，在两个输入信元上执行MIMO处理并且通过两条路径，输出MIMO处理过的数据。根据本发明的实施例的MIMO编码矩阵能包括空间复用、Golden码、全速率全分集码、线性分散码等等。

第四块5300处理PLS前/PLS后信息并且能执行SISO或MISO处理。

包括在第四块5300中的比特交织器块、比特到信元解复用块、星座映射器块、信元交织器块、时间交织器块和MISO处理块的基本作用对应于第二块5100，尽管其功能可能不同于第二块5100。

包括在第四块5300中的缩短/删余(punctured)FEC编码器块5310能使用用于对输入数据的长度短于执行FEC编码所必需的长度的情形提供的PLS路径的FEC编码方案，处理PLS数据。具体地，缩短/删余FEC编码器块5310能在输入比特流上执行BCH编码，填充对应于用于正常LDPC编码所必需的所需输入比特流的0，执行LDPC编码，然后，去除填充的0来删余奇偶检验位，使得有效编码率变得等于或小于数据管道率。

根据设计，包括在第一块5000至第四块5300中的块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图5所示，编译&调制模块能将对各个路径处理的数据管道(或DP数据)、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。

图6示出根据本发明的一个实施例的帧结构模块。

图6所示的帧结构模块对应于图1所示的帧结构模块1200的实施例。

根据本发明的一个实施例的帧结构模块能包括至少一个信元映射器6000、至少一个延迟补偿模块6100和至少一个块交织器6200。能改变信元映射器6000、延迟补偿模块6100和块交织器6200的数量。将描述帧结构块的每个模块。

信元映射器6000能根据调度信息，将对应于从编译&调制模块输出的SISO、MISO或MIMO处理后数据管道的信元、对应于可共同用于数据管道的公共数据的信元和对应于PLS前/PLS后信息的信元分配给信号帧。公共数据是指共同应用于所有或一些数据管道并且能通过特定数据管道传输的信令信息。传输公共数据通过的数据管道能称为公共数据管道并且能根据设计改变。

当根据本发明的实施例的传输广播信号的装置使用两个输出天线并且Alamouti编码用于MISO处理时，根据Alamouti编码，信元映射器6000能执行成对信元映射以便保持正交性。即，信元映射器6000能将输入信元的两个连续信元处理为一个单元并且将该单元映射到帧。因此，对应于每个天线的输出路径的输入路径中的成对信元能分配到传输帧中的相邻位置。

延迟补偿模块6100能通过使用于下一传输帧的输入PLS数据信元延迟一帧，获得对应于当前传输帧的PLS数据。在这种情况下，通过当前信号帧中的前导部，传输对应于当前帧的PLS数据，并且通过当前信号帧中的前导部或当前信号帧的每个数据管道中的带内信令，传输对应于下一信号帧的PLS数据。这能由设计者改变。

块交织器6200能通过交织对应于信号帧的单元的传输块中的信元，获得额外分集增益。此外，当执行上述成对信元映射时，块交织器6200能通过将输入信元的两个连续信元处理为一个单元执行该交织。因此，从块交织器6200输出的信元能是两个连续相同的信元。

当执行成对映射和成对交织时，对通过路径输入的数据，至少一个信元映射器和至少一个块交织器能同等或独立地操作。

根据设计，上述块可以被省略或由具有类似或相同功能的块代替。

如图6所示，帧结构模块能将至少一个信号帧输出到波形生成模块。

图7示出根据本发明的实施例的波形生成模块。

图7所示的波形生成模块对应于参考图1所述的波形生成模块1300的实施例。

根据本发明的实施例的波形生成模块能调制和传输与用于接收和输出从图6所示的帧结构模块输出的信号帧的天线数量一样多的信号帧。

具体地，图7所示的波形生成模块是使用m个Tx天线，传输广播信号的装置的波形生成模块的实施例并且能包括用于调制和输出对应于m个路径的帧的m个处理块。m个处理块能执行相同处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块7000的操作。

第一处理块7000能包括参考信号&PAPR降低块7100、逆波形变换块7200、PAPR时间降低块7300、保护序列插入块7400、前导插入块7500、波形处理块7600、其他系统插入块7700和DAC(数模转换器)块7800。

参考信号插入&PAPR降低块7100能将参考信号插入到每个信号块的预定位置中并且应用PAPR降低方案来降低时域中的PAPR。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则参考信号插入&PAPR降低块7100能使用预留一些活跃子载波而不使用它们的方法。此外，根据广播传输/接收系统，参考信号插入&PAPR降低块7100可以不将PAPR降低方案用作可选特征。

考虑传输信道和特性以及系统体系结构，逆波形变换块7200能以提高传输效率和灵活性的方式变换输入信号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则逆波形变换块7200能采用通过逆FFT运算，将频域信号变换成时域信号的方法。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于单载波系统，则逆波形变换块7200可以不用在波形生成模块中。

时间的PAPR降低块7300能使用用于降低时域中的输入信号的PAPR的方法。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则时间的PAPR降低块7300可以使用简单截断峰值振幅的方法。此外，时间的PAPR降低块7300可以不用在根据本发明的实施例的广播传输/接收系统中，因为它是可选的特征。

保护序列插入块7400能提供相邻信号块之间的保护间隔并且当需要时，将特定序列插入到保护间隔中以便最小化传输信道的延迟扩展的影响。因此，接收装置能易于执行同步或信道估计。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则保护序列插入块7400可以将循环前缀插入到OFDM符号的保护间隔中。

前导插入块7500能将传输装置和接收装置之间商定的已知类型的信号(例如前导或前导符号)插入到传输信号中，使得接收装置能快速且有效地检测目标系统信号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于OFDM系统，则前导插入块7500能定义由多个OFDM符号组成的信号帧并且将前导符号插入到每个信号帧的开始。即，前导承载基本PLS数据并且位于信号帧的开始。

波形处理块7600能在输入基带信号上执行波形处理，使得输入基带信号满足信道传输特性。波形处理块7600可以使用执行平方根升余弦(SRRC)滤波来获得传输信号的带外发射的标准。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统对应于多载波系统，则可以不使用波形处理块7600。

其他系统插入块7700能复用时域中的多个广播传输/接收系统的信号，使得能在同一RF信号带宽中，同时传输提供广播服务的两个或更多个不同广播传输/接收系统的数据。在这种情况下，两个或更多个不同广播传输/接收系统是指提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指地面广播服务、移动广播服务等等。通过不同帧，能传输与各个广播服务有关的数据。

DAC块7800能将输入数字信号变换成模拟信号并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号能通过m个输出天线发射。根据本发明的实施例的Tx天线能具有垂直或水平极性。

根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置对应于参考图1所述的传输用于未来广播服务的广播信号的装置。根据本发明的实施例的接收用于未来广播服务的广播信号的装置能包括同步&解调模块8000、帧解析模块8100、解映射&解码模块8200、输出处理器8300和信令解码模块8400。将描述用于接收广播信号的每个模块的操作。

同步&解调模块8000能通过m个Rx天线，接收输入信号，相对于对应于接收广播信号的装置的系统，执行信号检测和同步，并且执行对应于由传输广播信号的装置执行的过程的逆过程的解调。

帧解析模块8100能解析输入信号帧并且提取传输由用户选择的服务通过的数据。如果传输广播信号的装置执行交织，则帧解析模块8100能执行对应于交织的逆过程的解交织。在这种情况下，通过解码从信令解码模块8400输出的数据，能够获得需要提取的信号和数据的位置来恢复由传输广播信号的装置生成的调度信息。

解映射&解码模块8200能将输入信号转换成比特域数据，然后根据需要对其解交织。解映射&解码模块8200能执行应用于传输效率的映射的解映射并且通过解码，校正在传输信道上产生的误差。在这种情况下，解映射&解码模块8200能获得通过解码从信令解码模块8400输出的数据，获得用于解映射和解码所需的传输参数。

输出处理器8300能执行由传输广播信号的装置用来提高传输效率的各种压缩/信号处理过程的逆过程。在这种情况下，输出处理器8300能从由信令解码模块8400输出的数据，获得所需控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到传输广播信号的装置的信号并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或v6)和通用流。

信令解码模块8400能从由同步&解调模块8000解调的信号，获得PLS信息。如上所述，帧解析模块8100、解映射&解码模块8200和输出处理器8300能使用从信令解码模块8400输出的数据，执行其功能。

图9示出根据本发明的实施例的同步&解调模块。

图9所示的同步&解调模块对应于参考图8所述的同步&解调模块的实施例。图9所示的同步&解调模块能执行图7中所示的波形生成模块的操作的逆操作。

如图9所示，根据本发明的实施例的同步&解调模块对应于使用m个Rx天线，接收广播信号的装置的同步&解调模块并且能包括m个处理块，用于解调分别通过m个路径输入的信号。m个处理块能执行相同的处理过程。将描述m个处理块中的第一处理块9000的操作。

第一处理块9000能包括调谐器9100、ADC块9200、前导检测器9300、保护序列检测器9400、波形变换块9500、时间/频率同步块9600、参考信号检测器9700、信道均衡器9800和逆波形变换块9900。

调谐器9100能选择所需频带，补偿所接收的信号的大小并且将所补偿的信号输出到ADC块9200。

ADC块9200能将从调谐器9100输出的信号变换成数字信号。

前导检测器9300能检测前导(或前导信号或前导符号)以便校验该数字信号是否对应于接收广播信号的装置的系统的信号。在这种情况下，前导检测器9300能解码通过前导接收的基本传输参数。

保护序列检测器9400能检测数字信号中的保护序列。时间/频率同步块9600能使用所检测的保护序列，执行时间/频率同步，并且信道均衡器9800能使用所检测的保护序列，通过所接收/恢复的序列，估计信道。

当传输广播信号的装置已经执行逆波形变换时，波形变换块9500能执行逆波形变换的逆操作。当根据本发明的一个实施例的广播传输/接收系统是多载波系统时，波形变换块9500能执行FFT。此外，当根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是单载波系统时，如果在频域中处理或在时域中处理所接收的时域信号，可以不使用波形变换块9500。

时间/频率同步块9600能接收前导检测器9300、保护序列检测器9400和参考信号检测器9700的输出数据并且执行包括保护序列检测和位于检测信号上的块窗口的时间同步和载波频率同步。其中，时间/频率同步块9600能反馈波形变换块9500的输出信号，用于频率同步。

参考信号检测器9700能检测所接收的参考信号。因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能执行同步或信道估计。

信道均衡器9800能从保护序列或参考信号，估计从每个Rx天线到每个Tx天线的传输信道并且使用所估计的信道，执行用于接收数据的信道均衡。

当波形变换块9500执行用于有效同步和信道估计/均衡的波形变换时，逆波形变换块9900可以恢复初始接收的数据域。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是单载波系统，则波形变换块9500能执行FFT以便在频域中执行同步/信道估计/均衡，以及逆波形变换块9900能在信道均衡信号上执行IFFT来恢复所传输的数据符号。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统是多载波系统，则可以不使用逆波形变换块9900。

图10示出根据本发明的实施例的帧解析模块。

图10所示的帧解析模块对应于参考图8所述的帧解析模块的实施例。图10所示的帧解析模块能执行图6所示的帧结构模块的操作的逆操作。

如图10所示，根据本发明的实施例的帧解析模块能包括至少一个块交织器10000和至少一个信元解映射器10100。

块交织器10000能在信号块的基础上，解交织通过m个Rx天线的数据路径输入并且由同步&解调模块处理的数据。在这种情况下，如果传输广播信号的装置执行如图8所示的成对交织，则块交织器10000能将两个连续数据片处理为一对每个输入路径。因此，即使当已经执行解交织时，块交织器10000也能输出两个连续数据片。此外，块交织器10000能执行传输广播信号的装置执行的交织操作的逆操作来按原始顺序输出数据。

信元解映射器10100能从所接收的信号帧，提取对应于公共数据的信元、对应于数据管道的信元和对应于PLS数据的信元。信元解映射器10100能合并分布和传输的数据并且根据需要，将其输出为流。当在传输广播信号的装置中，将两个连续信元输入数据片处理为一对并且映射时，如图6所示，信元解映射器10100能作为传输广播信号的装置的映射操作的逆过程，执行用于将两个连续输入信元处理为一个单元的成对信元解映射。

此外，信元解映射器10100能将通过当前帧接收的PLS信令数据提取为PLS前&PLS后数据并且输出PLS前&PLS后数据。

图11示出根据本发明的实施例的解映射&解码模块。

图11所示的解映射&解码模块对应于图8所示的解映射&解码模块的实施例。图11所示的解映射&解码模块能执行图5所示的编译&调制模块的操作的逆操作。

如上所述，根据本发明的实施例的传输广播信号的装置的编译&调制模块能通过对各个路径，独立地向其应用SISO、MISO和MIMO，处理输入数据管道。因此，图11所示的解映射&解码模块能包括响应传输广播信号的装置，根据SISO、MISO和MIMO，用于处理从帧解析模块输出的数据的块。

如图11所示，根据本发明的实施例的解映射&解码模块能包括用于SISO的第一块11000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO的第三块11200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块11300。根据设计，图11所示的解映射&解码模块是示出性的并且可以仅包括第一块11000和第四块11300、仅第二块11100和第四块11300，或仅第三块11200和第四块11300。即，解映射&解码模块能包括根据设计，用于同样或不同地处理数据管道的块。

将描述解映射&解码模块的每个块。

第一块11000根据SISO处理输入数据管道并且能包括时间解交织器块11010、信元解交织器块11020、星座解映射器块11030、信元到比特复用块11040、比特解交织器块11050和FEC解码器块11060。

时间解交织器块11010能执行由图5所示的时间交织器块5060执行的过程的逆过程。即，时间解交织器块11010能将在时域中交织的输入符号解交织成其原始位置。

信元解交织器块11020能执行由图5所示的信元交织器块5050执行的过程的逆过程。即，信元解交织器块11020能将在一个FEC块中扩展的信元的位置解交织成其原始位置。

星座解映射器块11030能执行由图5所示的星座映射器块5040执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块11030能将符号域输入信号解映射成比特域数据。此外，星座解映射器块11030可以执行硬判决并且输出所判决的比特数据。此外，星座解映射器块11030可以输出每个比特的对数似然比(LLR)，其对应于软判决值或概率值。如果传输广播信号的装置应用旋转星座以便获得另外的分集增益，则星座解映射器块11030能执行对应于所旋转的星座的2维LLR解映射。这里，星座解映射器块11030能计算LLR，使得能补偿由传输广播信号的装置施加到I或Q分量的延迟。

信元到比特复用块11040能执行由图5中所示的比特到信元解复用块5030执行的过程的逆过程。即，信元到比特复用块11040能将由比特到信元解复用块5030映射的比特数据恢复成原始比特流。

比特解交织器块11050能执行由图5所示的比特交织器5020执行的过程的逆过程。即，比特解交织器块11050能按原始顺序，解交织从信元到比特复用块11040输出的比特流。

FEC解码器块11060能执行由图5所示的FEC编码器块5010执行的过程的逆过程。即，FEC解码器块11060能通过执行LDPC解码和BCH解码，校正在传输信道上产生的误差。

第二块11100根据MISO处理输入数据管道，并且能以与第一块11000相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图11所示。然而，第二块11100不同于第一块11000之处在于第二块11100进一步包括MISO解码块11110。第二块11100执行与第一块11000相同的过程，包括时间解交织操作到输出操作，由此省略相应块的描述。

MISO解码块11110能执行图5所示的MISO处理块5110的操作的逆操作。如果根据本发明的实施例的广播传输/接收系统使用STBC，则MISO解码块11110能执行Alamouti解码。

第三块11200根据MIMO处理输入数据管道并且能以与第二块11100相同的方式，包括时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块、比特解交织器块和FEC解码器块，如图11所示。然而，第三块11200不同于第二块11100之处在于第三块11200进一步包括MIMO解码块11210。包括在第三块11200中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与包括在第一和第二块11000和11100中的相应块的作用相同，尽管其功能可能不同于第一和第二块11000和11100。

MIMO解码块11210能接收用于m个Rx天线的输入信号的信元解交织器的输出数据并且作为图5所示的MIMO处理块5220的操作的逆操作，执行MIMO解码。MIMO解码块11210能执行最大似然解码来获得最佳解码性能或通过降低复杂度，执行球形解码。另外，MIMO解码块11210能通过执行MMSE检测或通过MMSE检测执行迭代解码，实现提高的解码性能。

第四块11300处理PLS前/PLS后信息并且能执行SISO或MISO解码。第四块11300能执行由参考图5所述的第四块5300执行的过程的逆过程。

包括在第四块中的时间解交织器块、信元解交织器块、星座解映射器块、信元到比特复用块和比特解交织器块的基本作用与第一、第二和第三块11000、11100和11200的相应块相同，尽管其功能可以不同于第一、第二和第三块11000、11100和11200。

包括在第四块11300中的缩短/删余FEC解码器11310能执行由参考图5所述的缩短/删余FEC解码器块5310执行的过程的逆过程。即，缩短/删余FEC解码器块5310能在根据PLS数据长度缩短/删余的数据上执行解缩短和解删余，然后在其上执行FEC解码。在这种情况下，不需要仅用于PLS的额外的FEC解码器硬件，由此，能简化系统设计并且实现有效编码。

根据本发明的实施例的解映射&解码模块能将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到该输出处理器，如图11所示。

图12和13示出根据本发明的实施例的输出处理器。

图12示出根据本发明的实施例的输出处理器。图12所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图12所示的输出处理器接收从解映射&解码模块输出的单一数据管道并且输出单一输出流。输出处理器能执行图2所示的输入格式化模块的操作的逆操作。

图12所示的输出处理器能包括BB加扰器块12000、填充去除块12100、CRC-8解码器块12200和BB帧处理器块12300。

BB加扰器块12000能通过对输入比特流，生成与用在传输广播信号的装置中相同的PRBS并且在PRBS和比特流上执行XOR运算，解扰输入比特流。

当需要时，填充去除块12100能去除通过传输广播信号的装置插入的填充比特。

CRC-8解码器块12200能通过在从填充去除块12100接收的比特流上执行CRC解码，校验块误差。

BB帧处理器块12300能解码通过BB帧报头传输的信息并且使用解码信息，恢复MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。

图13示出根据本发明的另一实施例的输出处理器。图13所示的输出处理器对应于图8所示的输出处理器的实施例。图13所示的输出处理器接收从解映射&解码模块输出的多个数据管道。解码多个数据管道能包括合并公共应用于多个数据管道及其相关数据管道的公共数据并且解码它的过程或通过接收广播信号的装置，同时解码多个服务或服务组件(包括可缩放视频服务)的过程。

图13所示的输出处理器能包括与图12所示的输出处理器的BB解扰器块、填充去除块、CRC-解码器块和BB帧处理器块。这些块的基本作用与参考图12所述的块相同，尽管其操作可能不同于图12所示的块。

包括在图13所示的输出处理器中的去抖动缓冲器块13000能根据恢复的TTO(时间输出)参数，补偿由为同步多个数据管道，传输广播信号的装置插入的延迟。

空分组插入块13100能参考所恢复的DNP(删除的空分组)，恢复从流去除的空分组并且输出公共数据。

TS时钟再生块13200能基于ISCR(输入流时间基准)信息，恢复输出分组的时间同步。

TS重组块13300能重组从空分组插入块13100输出的公共数据及其相关的数据管道，以便恢复原始MPEG-TS、IP流(v4或v6)或通用流。能通过BB帧报头，获得TTO、DNT和ISCR信息。

带内信令解码块13400能解码和输出通过数据管道的每个FEC帧中的填充比特字段传输的带内物理层信令信息。

图13所示的输出处理器能BB解扰分别通过PLS前路径和PLS后路径输入的PLS前信息和PLS后信息，并且解码该解扰数据来恢复原始PLS数据。所恢复的PLS数据被输送到包括在接收广播信号的装置中的系统控制器。系统控制器能提供接收广播信号的装置的同步&解调模块、帧解析模块、解映射&解码模块和输出处理器模块所需的参数。

图14示出根据本发明的另一实施例的编译&调制模块。

图14所示的编译&调制模块对应于图1至5所示的编译&调制模块的另一实施例。

为控制通过每个数据管道传输的每个服务或服务组件的QoS，如上参考图5所述，图14所示的编译&调制模块能包括用于SISO的第一块14000、用于MISO的第二块14100、用于MIMO的第三块14200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，编译&调制模块能包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图14所示的第一块14000至14300与图5所示的第一至第四块5000至5300类似。

然而，图14所示的第一至第四块14000至14300不同于图5所示的第一块至第四块5000至5300之处在于包括在第一至第四块14000至14300中的星座映射器14010具有不同于图5所示的第一至第四块5000至5300的功能，旋转&I/Q交织器块14020存在于图14所示的第一至第四块14000至14300的信元交织器和时间交织器之间，并且用于MIMO的第三块14200具有不同于图5所示的用于MIMO的第三块5200的配置。下述描述集中在图14所示的第一至第四块14000至14300与图5所示的第一至第四块5000至5300之间的这些区别上。

图14所示的星座映射器块14010能将输入比特字映射成复数符号。然而，不同于图5所示的星座映射器块，星座映射器块14010可以不执行星座旋转。图14所示的星座映射器块14010公共应用于第一、第二和第三块14000、14100和14200，如上所述。

旋转&I/Q交织器块14020能在逐个符号的基础上，独立地交织从信元交织器输出的信元交织数据的每个复数符号的同相和正交相位分量并且输出该同相和正交相位分量。旋转&I/Q交织器块14020的输入数据片和输出数据片的数量为2个或以上，能由设计者改变。此外，旋转&I/Q交织器块14020可以不交织同相分量。

旋转&I/Q交织器块14020公共应用于第一至第四块14000至14300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能信号告知是否将旋转&I/Q交织器块14020施加到用于处理PLS前/后信息的第四块14300。

用于MIMO的第三块14200能包括Q块交织器块14210和复数符号生成器块14220，如图14所示。

Q块交织器块14210能置换从FEC编码器接收的FEC编码的FEC块的奇偶校验部。因此，能使LDPC H矩阵的奇偶校验部为如信息部的循环结构。Q块交织器块14210能置换具有LDPC H矩阵的Q大小的输出比特块的顺序，然后执行行-列块交织来生成最终比特流。

复数符号生成器块14220接收从Q块交织器块14210输出的比特流，将比特流映射成复数符号并且输出复数符号。在这种情况下，复数符号生成器块14220能通过至少两个路径，输出复数符号。这能由设计者改变。

图14所示的根据本发明的另一实施例的编译&调制模块能将对各个路径处理的数据管道、PLS前信息和PLS后信息输出到帧结构模块。

图15示出根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块。

图15所示的解映射&解码模块对应于图11所示的解映射&解码模块的另一实施例。图15所示的解映射&解码模块能执行图14所示的编译&调制模块的操作的逆操作。

如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块能包括用于SISO的第一块15000、用于MISO的第二块11100、用于MIMO的第三块15200和用于处理PLS前/PLS后信息的第四块14300。此外，根据设计，解映射&解码模块能包括用于同样或不同地处理数据管道的块。图15所示的第一至第四块15000至15300与图11所示的第一至第四块11000至11300类似。

然而，图15所示的第一至第四块15000至15300不同于图11所示的第一至第四块11000至11300之处在于I/Q解交织器和解旋块15010存在于第一至第四块15000至15300的时间交织器和信元解交织器之间，包括在第一至第四块15000至15300中的星座映射器15010具有不同于图11所示的第一块至第四块11000至11300的功能以及用于MIMO的第三块15200具有不同于图11所示，用于MIMO的第三块11200。下述描述集中在图15所示的第一至第四块15000至15300和图11所示的第一至第四块11000至11300之间的这些区别上。

I/Q解交织器&解旋块15010能执行由图14中所示的旋转&I/Q交织器块14020执行的过程的逆过程。即，I/Q解交织器&解旋块15010能解交织由传输广播信号的装置I/Q交织和传输的I和Q分量并且解旋具有所恢复的I和Q分量的复数符号。

I/Q解交织器&解旋块15010公共应用于第一至第四块15000至15300，如上所述。在这种情况下，通过上述前导，能信号告知是否将I/Q解交织器&解旋块15010施加到用于处理PLS前/后信息的第四块15300。

星座解映射器块15020能执行由图14所示的星座映射器块14010执行的过程的逆过程。即，星座解映射器块15020能解映射信元解交织数据，而不执行解旋。

用于MIMO的第三块15200能包括复数符号解析块15210和Q块解交织器块15220，如图15所示。

复数符号解析块15210能执行由图14所示的复数符号生成器块14220执行的过程的逆过程。即，复数符号解析块15210能解析复数数据符号并且将其解映射成比特数据。在这种情况下，复数符号解析块15210能通过至少两个路径，接收复数数据符号。

Q块解交织器块15220能执行由图14所示的Q块交织器块14210执行的过程的逆过程。即，Q块解交织器块15220能根据行-列交织，恢复Q大小块，将置换的块的顺序恢复成原始顺序，然后根据奇偶校验解交织，将奇偶校验位的位置恢复成原始位置。

如图15所示，根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块能将对各个路径处理的数据管道和PLS信息输出到输出处理器。

如上所述，根据本发明的实施例的传输广播信号的装置和方法能复用同一RF信道内的不同广播传输/接收系统的信号并且传输所复用的信号并且根据本发明的实施例的接收广播信号的装置和方法能响应广播信号传输操作处理信号。因此，可以提供柔性广播传输和接收系统。

图16示出根据本发明的实施例的超帧结构。

根据本发明的实施例的传输广播信号的装置能顺序地传输承载对应于多个广播服务的数据的多个超帧。

如图16所示，能在时域中复用不同类型的帧17100和未来扩展帧(FEF)17110并且在超帧17000中传输。根据本发明的实施例的传输广播信号的装置能在逐帧基础上，复用不同广播服务的信号并且在相同RF信道中传输复用的信号，如上所述。根据其特性和目的，不同广播服务可能要求不同接收条件或不同覆盖范围。因此，信号帧能分成用于传输不同广播服务的数据的类型并且包括在信号帧中的数据能由不同传输参数处理。此外，根据通过信号帧传输的广播服务，信号帧能具有不同FET大小和保护间隔。图16中所示的FEF 17110是可用于未来新广播服务系统的帧。

根据设计，根据本发明的实施例，不同类型的信号帧17100能分配到超帧。具体地，不同类型的信号帧17100能重复地分配到复用模式中的超帧。另外，能将同一类型的多个信号帧顺序地分配到超帧，然后将不同类型的信号帧顺序地分配到该超帧。能由设计者改变信号帧分配方案。

每一信号帧能包括前导17200、边缘数据OFDM符号17210和多个数据OFDM符号17220，如图16所示。

前导17200能承载与相应的信号帧有关的信令信息，例如传输参数。即，前导承载基本PLS数据并且位于信号帧的开始。此外，前导17200能承载参考图1所述的PLS数据。即，前导能承载仅基本PLS数据或基本PLS数据和参考图1所述的PLS数据两者。通过前导承载的信息能由设计者改变。通过前导承载的信令信息能称为前导信令信息。

边缘数据OFDM符号17210是位于相应帧的开始或结尾的OFDM符号并且能用来传输数据符号的所有导频载波中的导频。边缘数据OFDM符号可以以已知数据序列或导频的形式。边缘数据OFDM符号17210的位置能由设计者改变。

多个数据OFDM符号17220能承载广播服务的数据。

由于图16所示的前导17200包括表示每一信号帧的开始的信息，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能检测前导17200来执行相应信号帧的同步。此外，前导17200能包括用于频率同步的信息和用于解码相应信号帧的基本传输参数。

因此，即使根据本发明的实施例的接收广播信号的装置接收在超帧中复用的不同类型的信号帧，接收广播信号的装置能通过解码信号帧的前导，区分信号帧并且获得所需广播服务。

即，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能检测时域中的前导17200来校验相应信号是否存在于根据本发明的实施例的广播信号传输和接收系统中。然后，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能从前导17200获得用于信号帧同步的信息并且补偿频率偏移。此外，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能解码由前导17200承载的信令信息来获得用于解码相应信号帧的基本传输参数。然后，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能通过解码用于获得通过相应信号帧传输的广播服务数据的信令信息，获得所需广播服务数据。

图17示出根据本发明的实施例的前导插入块。

图17所示的前导插入块对应于参考图7所述的前导插入块7500的实施例并且能产生图16所述的前导。

如图17所示，根据本发明的实施例的前导插入块能包括信令序列选择块18000、信令序列交织块18100、映射块18200、加扰块18300、载波分配块18400、载波分配表块18500、IFFT块18600、保护插入块18700和复用块18800。每一块可以由设计者修改或可以不包括在前导插入块中。将描述前导插入块的每一块。

信令序列选择块18000能接收将通过前导传输的信令信息并且选择适合于信令信息的信令序列。

信令序列交织块18100能根据由信令序列选择块18000选择的信令序列，交织用于传输输入信令信息的信令序列。稍后将描述详情。

映射块18200能使用调制方案，映射交织的信令信息。

加扰块18300能将映射数据与加扰序列相乘。

载波分配块18400能使用从载波分配表块18500输出的活跃载波位置信息，将从加扰块18300输出的数据分配到预定载波位置。

IFFT块18600能将从载波分配块18400输出、分配给载波的数据变换成时域中的OFDM信号。

保护插入块18700能将保护间隔插入到OFDM信号中。

复用块18800能复用从保护插入块18700输出的信号和从图7所示的保护序列插入块7400输出的信号c(t)并且输出输出信号p(t)。能将输出信号p(t)输入到图7所示的波形处理块7600。

图18示出根据本发明的实施例的前导结构。

能通过图17所示的前导插入块，生成图18所示的前导。

根据本发明的实施例的前导具有时域中的前导信号的结构并且能包括加扰循环前缀部19000和OFDM符号19100。此外，根据本发明的实施例的前导可以包括OFDM符号和加扰循环后缀部。在这种情况下，加扰循环后缀部可以在OFDM符号后，不同于加扰前缀，并且可以通过与用于生成加扰循环前缀的过程相同的过程生成，如稍后所述。根据设计，可以改变加扰循环后缀部的位置和生成过程。

图18所示的加扰循环前缀部19000能通过OFDM符号的加扰部或整个OFDM符号生成并且能用作保护间隔。

因此，因为不能执行频率同步，所以即使当频率偏移存在于所接收的广播信号中时，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置也能使用以循环前缀的形式的保护间隔，通过保护间隔相关性，检测前导。

此外，以根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔能通过将OFDM符号与加扰序列(或序列)相乘(或组合)来生成。或通过加扰OFDM符号与加扰序列(或序列)，能生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。根据本发明的实施例的加扰序列能是能由设计者改变的任何类型的信号。

根据本发明的实施例，生成加扰循环前缀形式的保护间隔的方法具有下述优点。

首先，能通过区分保护间隔和正常OFDM符号，易于检测前导。如上所述，通过加扰序列加扰，区分正常OFDM符号，生成加扰循环前缀形式的保护间隔。在这种情况下，如果根据本发明的实施例的接收广播信号的装置执行保护间隔相关性，则由于仅生成根据前导的相关峰值，而没有根据正常OFDM符号的相关峰值，能易于检测前导。

其次，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，能解决危险的延迟问题。例如，如果当存在延迟OFDM符号的持续时间Tu的多路干扰存在时，接收广播信号的装置执行保护间隔相关性，则由于始终存在根据多个路径的相关值，因此可能劣化前导检测性能。然而，当根据本发明的实施例的接收广播信号的装置执行保护间隔相关性时，如上所述，由于仅生成根据加扰循环前缀的峰值，所以接收广播信号的装置能检测前导而不受根据多个路径的相关值影响。

最后，能防止连续波(CW)干扰的影响。如果接收信号包括CW干扰，则由于当接收广播信号的装置执行保护间隔相关性时，始终存在由CW引起的DC分量，能够劣化接收广播信号的装置的信号检测性能和同步性能。然而，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，由于通过加扰序列，平均由CW引起的DC分量，因此能防止CW的影响。

图19示出根据本发明的实施例的前导检测器。

图19中所示的前导检测器对应于包括在图9中所示的同步&解调模块中的前导检测器9300的实施例并且能检测图16中所示的前导。

如图19所示，根据本发明的实施例的前导检测器能包括相关检测器20000、FFT块20100、ICFO(整数载波频偏)估计器20200、载波分配表块20300、数据提取器20300和信令解码器20500。根据设计，每一块可以被修改或不包括在前导检测器中。将描述前导检测器的每一块的操作。

相关检测器20000能检测上述前导并且估计帧同步、OFDM符号同步、时序信息和FCFO(分数频率偏移)。稍后将描述详情。

FFT块20100能使用从相关检测器20000输出的时序信息，将包括在前导中的OFDM符号部分变换成频域信号。

ICFO估计器20200能接收从载波分配表块20300输出的、有关活跃载波的位置信息，并且估计ICFO信息。

数据提取器20300能接收从ICFO估计器20200输出的ICFO信息来提取分配给活跃载波的信令信息并且信令解码器20500能解码所提取的信令信息。

因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能通过上述过程，获得由前导所承载的信令信息。

图20示出根据本发明的实施例的相关检测器。

图20所示的相关检测器对应于图19中所示的相关检测器的实施例。

根据本发明的实施例的相关检测器能包括延迟块21000、共轭块21100、乘法器、相关器块21200、峰值搜索块21300和FCFO估计器块21400。将描述相关检测器的每个块的操作。

相关检测器的延迟块21000能使输入信号r(t)延迟前导中的OFDM符号的持续时间Tu。

共轭块21100能在延迟信号r(t)上执行共轭。

乘法器能使信号r(t)乘以共轭信号r(t)来生成信号m(t)。

相关器块21200能关联输入到其的信号m(t)和加扰序列来生成解加扰信号c(t)。

峰值搜索块21300能检测从相关器块21200输出的信号c(t)的峰值。在这种情况下，由于通过加扰序列，解加扰包括在前导中的加扰循环前缀，能生成加扰循环前缀的峰值。然而，通过加扰序列，加扰除加扰循环前缀外，由多个路径引起的OFDM符号或分量，并且由此不生成由多个路径引起的OFDM符号或分量的峰值。因此，峰值搜索块21300能易于检测信号c(t)的峰值。

FCFO估计器块21400能获得输入到其的信号的帧同步和OFDM符号同步并且从对应于峰值的相关值，估计FCFO信息。

如上所述，根据本发明的实施例的加扰序列能是任何类型的信号并且能由设计者改变。

图21至25示出当将类线性调频序列、均衡m序列、Zadoff-Chu序列和二进制类线性调频序列用作根据本发明的实施例的加扰序列时获得的结果。

现在将描述每个图。

图21的图示出当根据本发明的实施例的加扰序列是类线性调频序列时获得的结果。能根据数学式1，计算类线性调频序列。

数学式1

[算式1]

e^j2πk/80 对于k＝0～79，

e^j2πk/144 对于k＝80～223，

e^j2πk/272 对于k＝224～495，

e^j2πk/528 对于k＝496～1023

如由数学式1所示，通过连续对应于一个周期的4个不同频率的正弦曲线，能生成类线性调频序列。

如图21所示，(a)是示出根据本发明的实施例的类线性调频序列的波形的图。

如图21所示，(b)是示出当使用类线性调频序列时，从图20和21示出的相关器块输出的信号c(t)的波形的图。

由于类线性调频序列由具有不同周期的信号组成，所以不生成危险延迟。此外，类线性调频序列的相关特性与保护间隔相关性类似，由此明显区别于常规广播信号传输/接收系统的前导。因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能易于检测前导。此外，与具有类德尔塔(delta-like)相关特性的序列，诸如m序列相比，类线性调频序列能提供正确的符号时序信息并且对多路信道上的噪声是鲁棒的。此外，当使用类线性调频序列执行加扰时，可以生成具有与正常信号相比，稍微增加的带宽的信号。

当将均衡m序列用作加扰序列时，获得图22的图形。能由数学式2计算根据本发明的实施例的均衡m序列。

数学式2

[算式2]

g(x)＝x¹⁰+x⁸+x⁴+x³+1

根据本发明的实施例，通过将“+1”的值增加到具有对应于1023样本的长度的m序列上，能生成均衡m序列。根据一个实施例，均衡m序列的长度为1024个样本并且其平均值为“0”。能由设计者改变均衡m序列的长度和平均值。

如图22所示，(a)是示出根据本发明的实施例的均衡m序列的波形的图，以及(b)是示出当使用均衡m序列时，从图20和21所示的相关器块输出的信号c(t)的波形的图。

当使用根据本发明的实施例的均衡m序列时，根据本发明的实施例，用于广播信号的装置能易于在所接收的信号上执行符号同步，因为前导相关特性对应于德尔塔函数。

图23的图示出当将Zadoff-Chu序列用作加扰序列时获得的结果。通过数学式3，能计算根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列。

数学式3

[算式3]

e^{j2πuk(k+1)/1023} 对于k＝0～1023，u＝23

根据一个实施例，Zadoff-Chu序列可以具有对应于1023个样本的长度以及23的u值。能由设计者改变Zadoff-Chu序列的长度和u值。

如图23所示，(a)是示出当使用根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列时，从图20和21所示的相关器块输出的信号c(t)的波形的图。

如图23所示，(b)是示出根据本发明的实施例，Zadoff-Chu序列的同相波形的图，以及(c)是示出根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列的正交相位波形的图。

当使用根据本发明的实施例的Zadoff-Chu序列时，根据本发明的实施例，用于广播信号的装置能易于在所接收的信号上执行符号同步，因为前导相关特性对应于德尔塔函数。另外，在频域和时域中接收信号的包络是均匀的。

图24是示出当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。图24的图示出二进制类线性调频序列的波形。二进制类线性调频序列是能用作根据本发明的实施例的加扰序列的信号的实施例。

数学式4

[算式4]

x[k]＝{i[k],q[k]}

对于k＝0～19，i[k]＝1，对于k＝0～39,q[k]＝1

对于k＝20～59，＝-1，对于k＝40～79,＝-1

对于k＝60～115，＝1，对于k＝80～151,＝1

对于k＝116～187，＝-1，对于k＝152～223,＝-1

对于k＝188～291，＝1，对于k＝224～359,＝1

对于k＝292～427，＝-1，对于k＝360～495,＝-1

对于k＝428～627，＝1，对于k＝496～759,＝1

对于k＝628～891，＝-1，对于k＝760～1023,＝-1

对于k＝892～1023＝1

能由数学式4表示二进制类线性调频序列。由数学式4表示的信号是二进制类线性调频序列的实施例。

二进制类线性调频序列是量化使得构成上述类线性调频序列的每一信号值的实数部和虚拟部仅具有“1”和“-1”的两个值的序列。根据本发明的另一实施例的二进制类线性调频序列能具有仅具有“-0.707(-1除以2的平方根)”和“0.707”(1除以2的平方根)的两个值的实数部和虚拟部。二进制类线性调频序列的实数部和虚拟部的量化值能由设计者改变。在数学式4中，i[k]表示构成该序列的每一信号的实数部，以及q[k]表示构成该序列的每一信号的虚数部。

二进制类线性调频序列具有下述优点。首先，二进制类线性调频序列由于由具有不同周期的信号组成，因此，不产生危险延迟。其次，二进制类线性调频序列具有与保护间隔相关类似的相关特性，由此与传统广播系统相比，提供正确的符号时序信息，并且在多路信道上，具有比具有类德尔塔相关特性的序列，诸如m序列更高的耐噪声性。第三，当使用二进制类线性调频序列执行加扰时，与正常信号相比，更少增加带宽。第四，由于二进制类线性调频序列是二进制级序列，所以当使用二进制类线性调频序列时，能设计具有降低复杂度的接收器。

在示出二进制类线性调频序列的波形的图中，实线表示对应于实数部的波形，以及虚线表示对应于虚数部的波形。二进制类线性调频序列的实数部和虚数部的波形均对应于方波，与类线性调频序列不同。

图25是示出当使用根据本发明的另一实施例的加扰序列时获得的结果的图。该图示出当使用二进制类线性调频序列时，从上述相关器块输出的信号c(t)的波形。在该图中，峰值可以是根据循环前缀的相关峰值。

如上参考图17所述，根据本发明的实施例，包括在前导插入块中的信令序列交织块18100能根据由信令序列选择块18000选择的信令序列，交织用于传输输入信令信息的信令序列。

将描述根据本发明的实施例的信令序列交织块18100交织前导的频域中的信令信息的方法。

图26示出根据本发明的实施例的信令信息交织过程。

如图26所示，根据本发明的实施例，由前导承载的信令信息能通过比特序列S1和比特序列S2传送。

根据本发明的实施例的比特序列S1和比特序列S2表示能分配给活跃载波的信令序列来分别承载包括在前导中的信令信息(或信令字段)。

具体地，S1能承载3位信令信息并且能以使64位序列重复2次的结构构成。此外，S1能位于S2前后。S2是单个256位序列并且能承载4位信令信息。根据本发明的实施例，S1和S2的比特序列能表示为从0开始的顺序号。因此，S1的第一比特序列能表示为S1(0)，以及S2的第一比特序列能表示为S2(0)，如图26所示。这能由设计者改变。

S1能承载用于识别包括在图16中所述的超帧中的信号帧，例如，根据SISO处理的信号帧、根据MISO处理的信号帧或表示FE的信息的信息。S2能承载有关当前信号帧的FET大小的信息、表示超帧中复用的帧是否是相同类型的信息等等。能由S1和S2承载的信息能根据设计改变。

如图26所示，根据本发明的实施例的信令序列交织块18100能顺序地将S1和S2分配到对应于频域中的预定位置的活跃载波。

在本发明的一个实施例中，存在384个载波，并且表示为从0开始的顺序号。因此，根据本发明的实施例的第一载波能表示为a(0)，如图26所示。在图26中，未着色的活跃载波是384个载波中，S1或S2未被分配到的空载波。

如图26所示，能将S1的比特序列分配给活跃载波a(0)至a(63)中除空载波外的活跃载波，能将S2的比特序列分配给活跃载波a(64)至a(319)中，除空载波外的活跃载波并且能将S1的比特序列分配给活跃载波a(320)至a(383)中，除空载波外的活跃载波。

根据图26所示的交织方法，当由于多路干扰，出现频率选择性衰落并且衰落期集中在特定信令信息被分配到的区域上时，接收广播信号的装置不可能解码受衰落影响的特定信令信息。

图27示出根据本发明的另一实施例的信令信息交织过程。

根据图27所示的信令信息交织过程，能通过比特序列S1、比特序列S2和比特序列S3，传输根据本发明的实施例，由前导的信令信息。承载在前导中的信令数据由3个信令字段，即S1、S2和S3组成。

如图27所示，根据本发明的实施例的比特序列S1、比特序列S2和比特序列S3是能分配给活跃载波以便分别承载包括在前导中的信令信息(或信令字段)的信令序列。

具体地，S1、S2和S3的每一个能承载3位信令信息并且能以使64位序列重复2次的结构构成。因此，与图26所示的实施例相比，能进一步传输2位信令信息。

此外，S1和S2能分别承载在图25中所述的信令信息，并且S3能承载有关保护长度(或保护间隔长度)的信令信息。根据设计，能改变由S1、S2和S3承载的信令信息。

如图27所示，能将S1、S2和S3的比特序列表示为从0开始的顺序编号，即S1(0),…。在本发明的本实施例中，存在384个载波并且表示为从0开始的顺序编号，即b(0),…。这能由设计者修改。

如图27所示，能将S1、S2和S3顺序且重复地分配到对应于频域中的预定位置的活跃载波。

具体地，根据数学式5，能将比特序列S1、S2和S3顺序地分配到活跃载波b(0)至b(383)中，除空分组外的活跃载波。

数学式5

[算式5]

b(n)＝S1(n/3) 当n mod 3＝0且0≤n<192时

b(n)＝S2((n-1)/3) 当n mod 3＝1且0≤n<192时

b(n)＝S3((n-2)/3) 当n mod 3＝2且0≤n<192时

b(n)＝S1((n-192)/3) 当n mod 3＝0且192≤n<384时

b(n)＝S2((n-192-1)/3) 当n mod 3＝1且192≤n<384时

b(n)＝S3((n-192-2/3) 当n mod 3＝2且192≤n<384时

根据图27所示的交织方法，可以传输比图26所示的交织方法更大量的信令信息。此外，即使由于多路干扰，频率选择性衰落发生，由于衰落期均匀地分布地在信令信息被分配到的区域上，所以接收广播信号的装置能均匀地解码信令信息。

图28示出根据本发明的实施例的信令解码器。

图28所示的信令解码器对应于图19中所示的信令解码器的实施例并且能包括解加扰器27000、解映射器27100、信令序列解交织器27200和最大似然检测器27300。将描述信令解码器的每一块的操作。

解加扰器27000能解加扰从数据提取器输出的信号。在这种情况下，解加扰器27000能通过将从数据提取器输出的信号乘以加扰序列执行解加扰。根据本发明的实施例的加扰序列能对应于参考图21、22、23、24和25所述的序列的一个。

解映射器27100能解映射从解加扰器27000输出的信号来输出具有软值的序列。

信令序列解交织器27200能通过执行对应于在图25和26中所述的交织过程的逆过程的解交织，按初始顺序，将均匀交织的序列重新排列为连续序列。

最大似然检测器27300能使用从信令序列解交织器27200输出的序列，解码前导信令信息。

图29是示出根据本发明的实施例的信令解码器的性能的图。

图29的图在完美同步，1样本延迟、0db和270度单一重影的情况下，将信令解码器的性能示为正确解码概率和SNR之间的关系。

具体地，第一、第二和第三曲线28000分别表示当采用图26中所示的交织方法，即，将S1、S2和S3顺序地分配到活跃载波并且传输时，用于S1、S2和S3的信令解码器的解码性能。第四、第五和第六曲线28100分别示出当采用图27中所示的交织方法，即，以重复方式，将S1、S2和S3顺序地分配到对应于频域中的预定位置的活跃载波并且传输时，用于S1、S2和S3的信令解码器的解码性能。参考图29，能已知当解码根据图26中所示的交织方法处理的信号时，在用于大大受衰落影响的区域的信令解码性能和用于不受衰落影响的区域的信令解码性能之间的大差异。当解码根据图27所示的交织方法处理的信号时，然而，对S1、S2和S3，实现均匀信令解码性能。

图30示出根据本发明的另一实施例的前导插入块。

图30所示的前导插入块对应于图11所示的前导插入块7500的另一实施例。

如图30所示，前导插入块能包括Reed Muller编码器29000、数据格式化器2910、循环延迟块29200、交织器29300、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器29400、加扰器29500、载波分配块29600、载波分配表块29700、IFFT块29800、加扰保护插入块29900、前导中继器29910和复用块29920。根据设计，每一块可以被修改或可以不包括在前导插入块中。将描述前导插入块的每一块的操作。

Reed Muller编码器29000能接收由前导承载的信令信息并且在信令信息上执行Reed Muller编码。当执行Reed Muller编码时，与使用正交序列的信令或使用在图17中所述的序列的信令相比，能提高性能。

数据格式化器29100能接收在其上已经执行Reed Muller编码的信令信息的比特并且格式化比特来中继和排列比特。

DQPSK/DBPSK映射器29400能根据DQPSK或DBPSK，映射信令信息的格式化比特并且输出所映射的信令信息。

当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DBPSK，映射信令信息的格式化比特时，能省略循环延迟块29200的操作。交织器29300能接收信令信息的格式化比特并且在信令信息的格式化比特上执行频率交织来输出交织数据。在这种情况下，根据设计，能省略交织器的操作。

当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DQPSK映射信令信息的格式化比特时，数据格式化器29100能通过图30所示的路径I，将信令信息的格式化比特输出到交织器29300。

循环延迟块29200能在从数据格式化器29100输出的信令信息的格式化比特上执行循环延迟，然后通过图30所示的路径Q，将循环延迟比特输出到交织器29300。当执行循环Q延迟时，提高频率选择性衰落信道的性能。

交织器29300能在通过路径I和Q接收的信令信息和循环Q延迟信令信息上执行频率交织来输出交织信息。在这种情况下，根据设计，能省略交织器29300的操作。

数学式6和7表示当DQPSK/DBPSK映射器29400根据DQPSK和DBPSK映射输入到其的信令信息时，输入信息与输出信息之间的关系或映射规则。

如图30所示，DQPSK/DBPSK映射器29400的输入信息能表示为si[n]和sq[n]以及DQPSK/DBPSK映射器的输出信息能表示为mi[n]和mq[n]。

数学式6

[算式6]

m_i[-1]＝1

m_i[n]＝m_i[n-1] 如果si[n]＝0

m_i[n]＝-m_i[n-1] 如果si[n]＝1

m_q[n]＝0 n＝0～l,l:Reed Muller编码的信令比特的#

数学式7

[算式7]

y[-1]＝0

y[n]＝y[n-1] 如果s_i[n]＝0以及s_q[n]＝0

y[n]＝(y[n-1]+3)mod 4 如果s_i[n]＝0以及s_q[n]＝1

y[n]＝(y[n-1]+1)mod 4 如果s_i[n]＝1以及s_q[n]＝0

y[n]＝(y[n-1]+2)mod 4 如果s_i[n]＝1以及s_q[n]＝1，n＝0～l,l:Reed Muller编码的信令比特的#

\begin{matrix} m_{i} [n] = 1 / \sqrt{2} & m_{q} [n] = 1 / \sqrt{2} \end{matrix}

如果y[n]＝0

\begin{matrix} m_{i} [n] = - 1 / \sqrt{2} & m_{q} [n] = 1 / \sqrt{2} \end{matrix}

如果y[n]＝1

\begin{matrix} m_{i} [n] = - 1 / \sqrt{2} & m_{q} [n] = - 1 / \sqrt{2} \end{matrix}

如果y[n]＝2

\begin{matrix} m_{i} [n] = 1 / \sqrt{2} & m_{q} [n] = - 1 / \sqrt{2} \end{matrix}

如果y[n]＝3，n＝0～l,l:ReedMuller编码的信令比特的#

加扰器29500能接收从DQPSK/DBPSK映射器29400输出的映射信令信息并且将该信令信息与加扰序列相乘。

载波分配块29600能使用从载波分配表块29700输出的位置信息，将由加扰器29500处理的信令信息分配到预定载波。

IFFT块29800能将从载波分配块29600输出的载波变换成时域中的OFDM信号。

加扰保护插入块29900能将保护间隔插入到OFDM信号来生成前导。根据本发明的一个实施例的保护间隔能对应于在图18中所述的加扰循环前缀形式的保护间隔并且能根据图18所述的方法生成。

前导中继器29910能重复地排列信号帧中的前导。根据本发明的一个实施例的前导能具有图18中所述的前导结构并且能通过一个信号帧仅传输一次。

当前导中继器29910在一个信号帧内重复地分配前导时，前导的OFDM符号区和加扰的循环前缀区能相互分离。前导能包括加扰循环前缀区和OFDM符号区，如上所述。在本说明书中，由前导中继器29910重复地分配的前导也能称为前导。重复的前导结构可以是交替地重复OFDM符号区和加扰循环前缀区的结构。另外，重复的前导结构可以是分配OFDM符号区，连续地分配加扰前缀区二次或以上，然后分配OFDM符号区的结构。此外，重复的前导结构可以是分配加扰循环前缀区、连续分配OFDM符号区二次或以上，然后分配加扰循环前缀区的结构。通过调整OFDM符号区或加扰循环前缀区的重复数量以及分配OFDM符号区和加扰循环前缀区的位置，能控制前导检测性能水平。

当在一帧中中继同一前导时，即使在低SNR的情况下，接收广播信号的装置也能稳定地检测前导并且解码信令信息。

复用块29920能复用从前导中继器29910输出的信号和从图7中所示的保护序列插入块7400输出的信号c(t)来输出输出信号p(t)。能将输出信号p(t)输入到在图7中所述的波形处理块7600。

图31示出根据本发明的实施例的信令数据的结构。

具体地，图31示出频域中，在根据本发明的实施例的前导上具有的信令数据的结构。

如图31所示，(a)和(b)示出根据由Reed Muller编码器29000执行的Reed Muller编码的码块长度，在图30中所述的数据格式化器29100中继或分配数据的实施例。

数据格式化器29100能中继从Reed Muller编码器29000输出的信令信息，使得基于码块长度，信令信息对应于活跃载波的数量或排列信令信息而不中继信令信息。(a)和(b)对应于活跃载波的数量为384的情形。

因此，当Reed Muller编码器29000执行64位时钟的Reed Muller编码时，如(a)中所示，数据格式化器29100能中继同一数据6次。在这种情况下，如果一阶Reed Muller码用在Reed Muller编码中，则信令数据可以为7位。

当Reed Muller编码器29000执行256位时钟的Reed Muller编码时，数据格式化器29100能中继256位码块的前128位或后124位或中继128偶数位或124个奇数位。在这种情况下，如果一阶ReedMuller码用在Reed Muller编码中，则信令数据可以为8位。

如上参考图30所述，由数据格式化器29100格式化的信令信息能由循环延迟块29200和交织器29300处理或由DQPSK/DBPSK映射器29400映射，而不由循环延迟块29200和交织器29300处理、由加扰器29500加扰并且输入到载波分配块29600。

如图31所示，(c)示出根据一个实施例，将信令信息分配到载波分配块29600中的活跃载波的方法。如(c)所示，b(n)表示数据被分配到的载波，以及在本发明的一个实施例中，载波数量能是384。在(c)中所示的载波中着色的载波是指活跃载波并且未着色的载波是指空载波。根据设计，能改变31-(c)中所示的活跃载波的位置。

图32示出根据一个实施例，处理在前导上承载的信令数据的过程。

在前导上承载的信令数据可以包括多个信令序列。每一信令序列可以为7位。信令序列的数量和大小能由设计者改变。

在图中，(a)示出当在前导上承载的信令数据为14位时，根据实施例的信令数据处理过程。在这种情况下，在前导上承载的信令数据能包括分别称为信令1和信令2的两个信令序列。信令1和信令2可以对应于上述信令序列S1和S2。

信令1和信令2的每一个能通过上述Reed Muller编码器，编码成64位Reed Muller码。在图中，(a)示出Reed Muller编码的信令序列块32010和32040。

能通过上述数据格式化器，使编码信令1和信令2的信令序列块32010和32040重复三次。在图中，(a)示出信令1的重复信令序列块32010、32020和32030和重复信令2的重复信令序列块32040、32050和32060。由于Reed Muller编码信令序列块为64位，则重复三次的信令1和信令2的信令序列块的每一个为192位。

通过上述载波分配块，能将由6个块32010、32020、32030、32040、32050和32060组成的信令1和信令2分配到384个载波。在图(a)中，b(0)是第一载波，以及b(1)和b(0)是载波。在本发明的一个实施例中，存在384个载波b(0)和b(383)。图中所示出的载波中，着色的载波是指活跃载波，以及未着色的载波是指空载波。活跃载波表示信令数据被分配到的载波以及空载波表示信令数据未被分配到的载波。在本说明书中，活跃载波也可以称为载波。能将信令1的数据和信令2的数据交替地分配到载波。例如，信令1的数据能分配到b(0)，信令2的数据能分配到b(7)，以及信令1的数据能分配到b(24)。能由设计者改变活跃载波和空载波的位置。

在图中，(b)示出当通过前导传输的信令数据为21位时的信令数据处理过程。在这种情况下，通过前导传输的信令数据能包括分别称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1、信令2和信令3可以对应于上述信令序列S1、S2和S3。

信令1、信令2和信令3的每一个通过上述Reed Muller编码器，能被编码成64位Reed Muller码。在图中，(b)示出Reed Muller编码的信令序列块32070、32090和32110。

编码信令1、信令2和信令3的信令序列块32070、32090和32110能由上述数据格式化器重复二次。在图中，(b)示出信令1的重复信令序列块32070和32080、信令2的重复信令序列块32090和32100以及信令3的重复信令序列块32110和32120。由于Reed Muller编码的信令序列块为64位，所以重复二次的信令1、信令2和信令3的信令序列块的每一个为128位。

由6个块32070、32080、32090、32100、32110和32120组成的信令1、信令2和信令3能通过上述载波分配块，分配到384个载波。在图(b)中，b(0)是第一载波，以及b(1)和b(2)是载波。在本发明的一个实施例中，存在384个载波b(0)至b(383)。该图中所示的载波中，着色的载波是指活跃载波，以及未着色的载波是指空载波。活跃载波表示信令数据被分配到的载波，以及空载波表示信令数据未被分配到的载波。信令1、信令2的数据以及信令3的数据能交替地分配到载波。例如，能将信令1的数据分配到b(0)，能将信令2的数据分配到b(7)，能将信令3的数据分配到b(24)以及能将信令1的数据分配到b(31)。能由设计者改变活跃载波和空载波的位置。

如该图的(a)和(b)中所示，能通过控制FEC编码信令数据块的长度，实现信令数据容量和信令数据保护水平之间的折衷。即，当信令数据块长度增加时，信令数据容量增加，而数据格式化器重复的数量和信令数据保护水平减小。因此，能选择各种信令容量。

图33示出根据一个实施例的时域中重复的前导结构。

如上所述，前导中继器能交替地重复数据和加扰保护间隔。在下述描述中，基本前导是指数据区在加扰保护间隔后的结构。

在该图中，(a)示出在前导长度为4N的情况下，基本前导重复二次的结构。由于具有结构(a)的前导包括基本前导，所以在具有高信噪比(SNR)的环境中，即使通过常规接收器，也能检测该前导以及在具有低SNR的环境中，使用该重复结构也能检测该前导。结构(a)能提高接收器的解码性能，因为在该结构中重复信令数据。

在该图中，(b)示出当前导长度为5N时的前导结构。从数据开始(b)的结构，然后交替地分配保护间隔和数据。该结构能提高接收器的前导检测性能和解码性能，因为该数据被重复比结构(a)更多次数(3N)。

在该图中，(c)示出当前导长度为5N时的前导结构。不同于结构(b)，结构(c)从保护间隔开始，然后交替地分配数据和保护间隔。结构(c)具有比结构(b)更少的数据重复次数(2N)，尽管前导长度与结构(b)相同，由此，结构(c)可能劣化接收器的解码性能。然而，前导结构(c)具有以与正常帧相同的方式开始帧的优点，因为数据区在加扰保护间隔后。

图34示出在示出在时域中重复前导结构的上述图中，用于前导结构(b)的上述前导检测器的实施例。

根据本发明的实施例的前导检测器能包括相关检测器34010、FFT块34020、ICFO估计器34030、数据提取器34040和/或信令解码器34050。

相关检测器34010能检测前导。相关检测器34010能包括两个分支。上述重复的前导结构能是能交替地分配加扰保护间隔和数据区的结构。分支1能用来获得在前导中，加扰保护间隔位于数据区前的期间的相关性。分支2能用来获得在前导中，数据区位于加扰保护间隔前的期间的相关性。

在示出在时域中重复的前导结构的上述图中的前导结构(b)中，其中，重复数据区和加扰保护间隔，加扰保护间隔位于数据区前的周期出现二次，以及数据区位于加扰保护间隔前的周期出现二次。因此，在分支1和分支2的每一个中，能生成2个相关峰值。能求和在每一分支中产生的2个相关分支。包括在每一分支中的相关器能将求和的相关峰值与加扰序列关联。能求和分支1和分支2的相关峰值并且峰值检测器能从分支1和分支2的求和峰值检测前导位置并且执行OFDM符号时序同步和分数频偏同步。

FFT块34020、ICFO估计器34030、数据提取器34040和信令解码器34050能以与上述相应块相同的方式操作。

图35示出根据本发明的另一实施例的前导检测器。

图31中所示的前导检测器对应于图9和20中所述的前导检测器9300的另一实施例，并且能执行对应于图30中所示的前导插入块的操作。

如图35所示，根据本发明的另一实施例的前导检测器能以与图19中所述的前导检测器相同的方式，包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器31100。然而，图35中所示的前导检测器不同于图19的前导检测器之处在于图35中所示的前导检测器包括前导组合器31000。根据设计，每一块能被改变或从前导检测器省略。

省略与图19中所示的前导检测器相同的块的描述，并且将描述前导组合器31000和信令解码器31100的操作。

前导组合器3100能包括n个延迟块31010和加法器31020。当图30中所述的前导中继器29910将同一前导重复地分配到一个信号帧时，前导组合器31000能组合所接收的信号来提高信号特性。

如图35所示，n个延迟块31010能使每一前导延迟p*n-1以便组合中继前导。在这种情况下，p表示前导长度以及n表示重复次数。

加法器31020能组合延迟前导。

信令解码器31100对应于图28所示的信令解码器的另一实施例并且能执行包括在图30中所述的前导插入块中的Reed Muller编码器29000、数据格式化器29100、循环延迟块29200、交织器29300、DQPSK/DBPSK映射器29400和加扰器29500的逆操作。

如图35所示，信令解码器31100能包括解加扰器31110、差分解码器31120、解交织器31130、循环延迟块31140、I/Q组合器31150、数据解格式化器31160和Reed Muller解码器31170。

解加扰器31110能解加扰从数据提取器输出的信号。

差分解码器31120能接收解加扰信号并且在解加扰信号上执行DBPSK或DQPSK解映射。

具体地，当接收到在传输广播信号的装置中已经执行DQPSK映射的信号时，差分解码器31120能使差分解码信号相位旋转π/4。因此，差分解码信号能分成同相和正交分量。

如果传输广播信号的装置已经执行交织，则解交织器31130能解交织从差分解码器31120输出的信号。

如果传输广播信号的装置已经执行循环延迟，则循环延迟块31140能执行循环延迟的逆过程。

I/Q组合器31150能组合解交织或延迟信号的I和Q分量。

如果接收到在传输广播信号的装置中已经执行DBPSK映射的信号，则I/Q组合器31150能仅输出解交织信号的I分量。

数据解格式化器31160能组合从I/Q组合器31150输出的信号的比特来输出信令信息。Reed Muller解码器31170能解码从数据解格式化器31160输出的信令信息。

因此，根据本发明的实施例的接收广播信号的装置能通过上述过程，获得由前导承载的信令信息。

图36示出根据本发明的实施例的前导检测器和包括在该前导检测器中的信令解码器。

图36示出前述前导检测器的实施例。

根据本发明的实施例的前导检测器能包括相关检测器36010、FFT块36020、ICFO估计器36030、数据提取器36040和/或信令解码器36050。

相关检测器36010、FFT块36020、ICFO估计器36030和数据提取器36040能执行与上述相应块相同的功能。

信令解码器36050能解码该前导。根据本实施例的信令解码器36050能包括数据平均模块36051、解加扰器36052、差分解码器36053、解交织器36054、循环延迟36055、I/O组合器36056、数据解格式化器36057和/或Reed-Muller解码器36058。

当前导具有重复数据块时，数据平均模块36051能计算重复数据块的平均值来提高信号特性。例如，如果数据块重复三次，则如示出在时域中重复的前导结构的上述图的(b)中所示，数据平均模块36051能计算3个数据块的平均值来提高信号特性。数据平均模块36051能将平均数据输出到下一模块。

解加扰器36052、差分解码器36053、解交织器36054、循环延迟36055、I/O组合器36056、数据解格式化器36057和/或Reed-Muller解码器36058能执行与上述相应块相同的操作。

图37示出根据一个实施例的传输广播信号的方法。

传输广播信号的方法能包括编码DP数据(S36010)、建立至少一个信号帧(S36020)和/或调制至少一个所建立的信号帧中的数据(S36030)的步骤。

在编码DP数据的步骤(S36010)中，上述编译&调制模块可以编码每一数据管道(DP)。编码DP数据的步骤(S36010)能包括FFC(前向纠错)编码DP数据、比特交织FEC编码的DP数据和/或将比特交织的DP数据映射到星座的步骤。

在FEC编码DP数据的步骤中，上述FEC编码器块可以在输入数据管道上执行BCH编码和LDPC编码，如上所述。

在比特交织FEC编码的DP数据的步骤中，上述比特交织器块可以根据交织规则，交织FEC编码的数据的比特流，如上所述。

在将比特交织的DP数据映射到星座上的步骤中，上述星座映射器块可以将输入数据映射到星座上，如上所述。在这种情况下，星座映射器块能另外执行旋转&Q延迟。根据本发明的另一实施例的星座映射器块能将输入数据映射到复数符号。在这种情况下，星座映射器块可以不执行星座旋转。

在建立至少一个信号帧的步骤(S36020)中，上述帧结构模块可以通过将输入数据映射到信号帧，建立信号帧，如上所述。在该步骤中，帧结构模块能使用调度信息执行映射。

在调制至少一个所建立的信号帧中的数据的步骤(S36030)中，上述波形生成模块可以将输入到其的信号帧变换成最终传输形式的信号。

在本实施例中，每一信号帧能包括至少一个前导。前导能包括一个或多个重复的信令信息片。重复的信令信息片可以指上述重复的信令序列。

根据本发明的另一实施例的传输广播信号的方法可以进一步包括生成至少一个前导。

根据本发明的另一实施例的传输广播信号的方法可以包括在生成至少一个前导中，使用至少一个序列生成保护间隔。序列可以指上述加扰序列。每一前导能包括所生成的保护间隔。

在根据本发明的另一实施例的传输广播信号的方法中，加扰序列可以对应于上述二进制类线性调频序列、类线性调频序列、均衡m序列和Zadoff-Chu序列的一个。

在根据本发明的另一实施例的传输广播信号的方法中，载波分配块能另外执行将重复的信令信息分配到活跃载波。能以重复的方式，将重复的信令序列(S1，S2，S3…信令1、信令2，…)顺序地分配到活跃载波。活跃载波位置能根据设计改变。

在根据本发明的另一实施例的传输广播信号的方法中，编码DP数据的步骤(S36010)能进一步包括MIMO处理所映射的DP数据并且时间交织MIMO处理的DP数据。在MIMO处理所映射的DP数据的步骤中，上述MIMI处理块可以使用MIMO编码矩阵，MIMO处理输入数据，如上所述。在时间交织MIMO处理的DP数据的步骤中，上述时间交织器块可以交织该输入数据，如上所述。

根据本发明的另一实施例的传输广播信号的方法可以进一步包括MISO(多输入单输出)处理。在MISO处理步骤中，上述MISO处理块可以根据MISO编码矩阵，编码输入数据。

根据设计，上述步骤能被省略或由执行类似或相同功能的步骤代替。

图38示出根据实施例的接收广播信号的装置。

根据实施例的接收广播信号的装置包括接收模块37010、帧解析模块37020和/或解码模块37030。

接收模块37010能接收广播信号并且执行对应于由传输广播信号的装置执行的过程的逆过程的解调。广播信号能包括至少一个信号帧。根据OFDM方案，能够在信号帧中的数据上执行解调。接收模块37010可以是上述同步&解调模块。

帧解析模块37020能解析信号帧。帧解析模块37020能通过解映射DP数据，解析信号帧。帧解析模块37020能执行与上述帧解析模块相同的操作。

解码模块37030能解码DP数据。解码模块37030能包括解映射模块、比特解交织模块和/或FEC解码模块。在这种情况下，解码模块37030能解码从上述信令解码模块输出的数据来获得解映射和解码所必需的传输参数。解码模块37030可以是上述解映射&解码模块。

解映射模块能从星座解映射DP数据。解映射模块可以是上述星座解映射器块。解映射模块能执行由上述星座映射器块执行的过程的逆过程。即，解映射模块能将输入到其的信号解映射成比特域的数据。根据本发明的实施例的解映射模块能解映射输入信号而不执行解旋。

比特交织模块能比特交织比特解映射的DP数据。比特解交织模块可以是上述比特解交织器块。比特解交织模块能执行由上述比特交织器块执行的过程的逆过程。即，比特解交织模块能解交织输入到其的数据。

FEC解码模块能在比特解交织DP数据上执行FEC(前向纠错)解码。FEC解码模块可以是上述FEC解码器块。FEC解码模块可以执行由上述FEC编码器块执行的过程的逆过程。即，FEC解码模块能在该输入数据上执行LDPC解码和BCH解码。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的装置中，每一前导能包括保护间隔。能使用至少一个序列生成保护间隔。序列能指上述信令序列。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的装置中，用来生成保护间隔的序列能对应于上述二进制类线性调频序列、类线性调频序列、均衡m序列和Zadoff-Chu序列的一个。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的装置中，可以将重复信令信息片分配到活跃载波。重复信令序列(S，S2，S3，…信令1、信令2，…)可以以重复方式，被顺序地分配到活跃载波。在这种情况下，能根据设计改变活跃载波位置。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的装置中，解码模块37030能进一步包括时间解交织模块和/或MIMO解码模块。

时间解交织模块能时间解交织DP数据。时间解交织模块可以是上述时间解交织器。时间解交织模块能执行由上述时间交织器执行的过程的逆过程。即，时间解交织模块能将在时域中交织的输入数据解交织成其原始位置。

MIMO解码模块能MIMO解码时间解交织的DP数据。MIMO解码模块可以是上述MIMO解码块。MIMO解码模块能执行由上述MIMO处理块执行的过程的逆过程。即，MIMO解码模块能执行最大似然解码或球形解码。另外，MIMO解码模块能执行MMSE检测或结合MMSE检测，执行迭代解码。

根据本发明的另一实施例的接收广播信号的装置能进一步包括MISO解码模块。MISO解码模块能MISO解码输入数据。MSO解码模块能执行上述MISO处理块的过程的逆过程。如果相应的广播传输/接收系统使用STBC，则MISO解码模块能执行Alamouti解码。

根据设计，上述模块能被省略或由执行类似或相同功能的模块代替。

尽管为清楚起见，参考附图，解释了本发明的描述，但可以通过使附图中所示的实施例相互合并，设计新的实施例。如果本领域的技术人员认为必要，设计记录执行在上述描述中提及的实施例的程序、由计算机可读的记录介质，则其属于附图权利要求及其等效的范围。

根据本发明的装置和方法不受在上述描述中提及的实施例的配置和方法限定。相反，能在有选择地全部或部分结合来实现各种改进的方式，配置在上述描述中提及的实施例。

此外，能通过提供给网络设备的处理器可读记录介质中的处理器可读代码，实现根据本发明的方法。处理器可读介质可以包括能存储可由处理器读取的数据的所有类型的记录设备。处理器可读介质可以包括例如ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储设备等等中的一个，以及还包括如经互联网传输的载波型实现。此外，当处理器可读记录介质分发到经网络连接的计算机系统时，能根据分布式系统，保存和执行处理器可读代码。

本领域的技术人员将意识到在不背离本发明的精神或范围的情况下，在本发明中，能做出各种改进和变形。由此，旨在本发明覆盖该发明的改进和变形，只要它们落在附加权利要求及其等效中。

在本说明书中，提及了装置和方法发明，装置和方法发明的描述可以互补地相互适用。

发明模式

在用于执行本发明的最佳方式中，已经描述了各个实施例。

工业适用性

本发明可用在一系列广播信号提供领域中。

对本领域的技术人员来说，在不背离本发明的精神和范围的情况下，在本发明中做出各种改进和变形是显而易见的。由此，旨在本发明覆盖该发明的改进和变形，只要它们落在附加权利要求及其等效的范围内。

Claims

1.一种传输广播信号的方法，所述方法包括：

编码数据管道DP数据，其中所述编码进一步包括前向纠错FEC编码所述DP数据，

比特交织所述FEC编码的DP数据，以及

将比特交织的DP数据映射到星座上；

通过映射所编码的DP数据来建立至少一个信号帧；以及

通过正交频分复用OFDM方法来调制至少一个所建立的信号帧中的数据，以及传输具有所调制的数据的广播信号，其中所述至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述方法进一步包括：

生成所述至少一个前导，其中生成所述至少一个前导进一步包括

通过使用至少一个序列来生成保护间隔，其中所述至少一个前导的每一个包括所述保护间隔。

3.如权利要求2所述的方法，

其中，所述至少一个序列是二进制类线性调频序列、类线性调频序列、均衡m序列和Zadoff-Chu序列中的一个。

4.如权利要求1所述的方法，

其中，通过分配到活跃载波来进一步处理所述重复的至少一个信令信息。

5.如权利要求1所述的方法，其中，所述编码进一步包括：

多输入多输出MIMO处理所映射的DP数据，以及时间交织所述MIMO处理的DP数据。

6.一种传输广播信号的装置，所述装置包括：

编码模块，所述编码模块被配置成编码数据管道DP数据，其中所述编码模块包括

前向纠错FEC编码模块，所述前向纠错FEC编码模块用于FEC编码所述DP数据，

比特交织模块，所述比特交织模块用于比特交织所述FEC编码的DP数据，以及

映射模块，所述映射模块用于将所述比特交织的DP数据映射到星座上；

构建模块，所述构建模块被配置成通过映射所编码的DP数据来建立至少一个信号帧；以及

调制模块，所述调制模块被配置成通过正交频分复用OFDM方法来调制至少一个所建立的信号帧中的数据，以及传输具有所调制的数据的广播信号，其中所述至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

7.如权利要求6所述的装置，其中，所述装置进一步包括：

生成模块，所述生成模块被配置成生成所述至少一个前导，其中所述生成模块通过使用至少一个序列来生成保护间隔，其中所述至少一个前导的每一个包括所述保护间隔。

8.如权利要求7所述的装置，

9.如权利要求6所述的装置，

10.如权利要求6所述的装置，

其中，所述编码模块进一步包括：

多输入多输出MIMO处理模块，所述多输入多输出MIMO处理模块用于MIMO处理所映射的DP数据，以及

时间交织模块，所述时间交织模块用于时间交织MIMO处理的DP数据。

11.一种接收广播信号的方法，所述方法包括：

接收具有至少一个信号帧的广播信号以及通过正交频分复用OFDM方法来解调所述至少一个信号帧中的数据；

通过解映射数据管道DP数据来解析所述至少一个信号帧；以及

解码所述DP数据，其中所述解码进一步包括：

从星座解映射所述DP数据，

比特解交织所解映射的DP数据，以及

前向纠错FEC解码所述比特解交织的DP数据，

其中，所述至少一个信号帧的每一个包括具有重复的至少一个信令信息的至少一个前导。

12.如权利要求11所述的方法，

其中，所述至少一个前导的每一个包括通过使用至少一个序列所生成的保护间隔。

13.如权利要求12所述的方法，

14.如权利要求11所述的方法，

15.如权利要求11所述的方法，其中，所述解码进一步包括：

时间解交织所述DP数据，以及

多输入多输出MIMO解码时间交织的DP数据。

16.一种接收广播信号的装置，所述装置包括：

接收模块，所述接收模块被配置成接收具有至少一个信号帧的广播信号，以及通过正交频分复用OFDM方法来解调所述至少一个信号帧中的数据；

帧解析模块，所述帧解析模块被配置成通过解映射数据管道DP数据来解析所述至少一个信号帧；以及

解码模块，所述解码模块被配置成解码所述DP数据，其中所述解码模块包括：

解映射模块，所述解映射模块用于从星座解映射所述DP数据，

比特解交织模块，所述比特解交织模块用于比特解交织所解映射的DP数据，以及

前向纠错FEC解码模块，所述前向纠错FEC解码模块用于FEC解码比特解交织的DP数据，

17.如权利要求16所述的装置，

18.如权利要求17所述的装置，

19.如权利要求16所述的装置，

20.如权利要求16所述的装置，其中，所述解码模块进一步包括：

时间解交织模块，所述时间解交织模块用于时间解交织所述DP数据，以及

多输入多输出MIMO解码模块，所述多输入多输出MIMO解码模块用于MIMO解码所述时间解交织的DP数据。