CN104980855B - 声学多输入多输出系统、方法及计算机可读介质 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种自适应滤波系统和方法，包括使用在输入信号路径的信号路径下游中的可控传递函数均衡滤波，以及根据自适应控制算法基于至少一个误差信号和在输入信号路径上的输入信号使用用于滤波的可控传递函数的滤波器控制信号来控制。自适应控制算法包括开窗式幅值约束与集成后振铃约束。

Description

声学多输入多输出系统、方法及计算机可读介质
技术领域
本公开涉及自适应滤波系统和方法。
背景技术
空间声场再现技术利用多个扬声器来在大听音区域上创建虚拟听觉场景。几种声场再现技术例如波场合成(WFS)或Ambisonics 利用配备有多个扬声器的扬声器阵列来提供声场景的高度详细的空间再现。特别是，波场合成用于实现声场景的高度详细的空间再现以通过使用例如几十个到数百个扬声器的阵列来克服限制。
空间声场再现技术克服了立体声再现技术的一些限制。然而，技术约束对声再现禁止大量扬声器的使用。波场合成(WFS)和 Ambisonics是两种类似类型的声场再现。虽然它们基于声场(WFS 的Kirchhoff-Helmholtz积分和Ambisonics的球谐函数展开)的不同表示，但是它们的目的是一致的，且它们的特性是相似的。扬声器阵列的圆形设置的两个原理的现有假象的分析得出这个结论：HOA(较高阶Ambisonics)或更确切地近场校正HOA和WFS满足类似的限制。WFS和HOA及其不可避免的缺陷从感知的过程和质量方面引起一些差异。在HOA中，在再现的阶数降低的情况下，声场的受损重建将可能导致局部化焦点的模糊和在听音区域的尺寸上的某个减小。
对于音频再现技术例如波场合成(WFS)或Ambisonics，一般根据基本理论来确定扬声器信号，使得由扬声器在其已知的位置处发射的声场的叠加描述某个期望声场。一般，确定假设自由场条件的扬声器信号。因此，听音室不应展示相当大的墙壁反射，因为反射波场的反射部分将使再现的波场变形。在很多情形例如汽车的内部中，实现这样的室特性的必要的声处理可能太昂贵或不实际。
发明内容
系统包括布置在输入信号路径的信号路径下游中并具有可控传递函数的滤波器模块和配置成根据自适应控制算法基于至少一个误差信号和在输入信号路径上的输入信号来控制滤波器模块的传递函数的滤波器控制模块。自适应控制算法包括开窗式幅值约束与集成后振铃约束。
方法包括使用在输入信号路径的信号路径下游中的可控传递函数均衡滤波，以及根据自适应控制算法基于至少一个误差信号和在输入信号路径上的输入信号使用用于滤波的可控传递函数的滤波器控制信号来控制。自适应控制算法包括开窗式幅值约束与集成后振铃约束。
当检查下面的附图和详细描述时，其它系统、方法、特征和优点将或将变得对本领域中的技术人员明显。意图是所有这样的额外系统、方法、特征和优点包括在这个描述中、在本发明的范围内且被下面的权利要求保护。
附图说明
参考下面的附图和描述可更好地理解系统和方法。附图中的部件不一定按比例绘制，相反强调说明本发明的原理。而且在附图中，相似的参考数字在不同的视图中始终表示相应的部件。
图1是示出包括多个误差最小均方(MELMS)系统或方法的具有M个记录信道(麦克风)和K个输出信道(扬声器)的简单声多输入多输出(MIMO)系统的流程图。
图2是示出在图1所示的MIMO系统中可应用的1×2×2 MELMS系统或方法的流程图。
图3是示出以限制群延迟函数(关于频率的群延迟差)的形式的预振铃约束曲线的图。
图4是示出从图3所示的曲线得到的限制相位函数的曲线(关于频率的相位差曲线)的图。
图5是示出根据图4所示的曲线而设计的全通滤波器的脉冲响应的振幅时间图。
图6是示出图5所示的全通滤波器的幅值和相位行为的伯德图。
图7是示出用于在车辆中产生单独声区的设置的方框图。
图8是示出在使用只基于更远的扬声器的MIMO系统的图7所示的设置中的四个区(位置)中的每个处的幅值频率响应的幅值频率图。
图9是示出形成图8所示的图的基础的MIMO系统的均衡滤波器的相应脉冲响应的振幅时间图(以样本为单位的时间)。
图10是具有在图7所示的设置中可应用的集成近距离扬声器的头枕的示意图。
图11是在图7所示的设置中的近距离扬声器的可选布置的示意图。
图12是示出在图11中更详细示出的可选布置的示意图。
图13是示出当使用一半滤波器长度的模拟延迟和仅仅近距离扬声器时在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图14是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图13所示的四个期望位置处的频率特征。
图15是示出当使用长度减小模拟延迟和仅仅近距离扬声器时在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图16是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图15所示的四个期望位置处的频率特征。
图17是示出当使用长度减小模拟延迟和仅仅系统即远距离扬声器时在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图18是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图17所示的四个期望位置处的频率特征。
图19是示出当使用实现预振铃约束而不是模拟延迟的全通滤波器和仅仅近距离扬声器时在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图20是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图19所示的四个期望位置处的频率特征。
图21是示出在对数域中的示例性幅值约束的上限和下限的振幅值频率图。
图22是基于上面关于图2描述的系统和方法的、具有幅值约束的MELMS系统或方法的流程图。
图23是如图22所示的、使用幅值约束的系统或方法的伯德图(幅值频率响应、相位频率响应)。
图24是不使用幅值约束的系统或方法的伯德图(幅值频率响应、相位频率响应)。
图25是示出当结合幅值和预振铃约束只使用八个更远的扬声器时在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图26是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图25所示的四个期望位置处的频率特征。
图27是示出当结合预振铃约束和基于具有高斯窗口的开窗的幅值约束只使用更远的扬声器时在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图28是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图27所示的四个期望位置处的频率特征。
图29是示出示例性高斯窗口的振幅时间图。
图30是基于上面关于图2描述的系统和方法的、具有开窗式幅值约束的MELMS系统或方法的流程图。
图31是当结合预振铃约束和基于具有修改的高斯窗口的开窗的幅值约束只使用更远的扬声器时的系统或方法的伯德图(幅值频率响应、相位频率响应)。
图32是示出示例性修改的高斯窗口的振幅时间图。
图33是基于上面关于图22描述的系统和方法的、具有空间约束的MELMS系统或方法的流程图。
图34是基于上面关于图22描述的系统和方法的、具有可选的空间约束的MELMS系统或方法的流程图。
图35是基于上面关于图34描述的系统和方法的、具有频率相关增益约束LMS的MELMS系统或方法的流程图。
图36是示出当使用分频滤波器时对应于四个更远的扬声器的频率相关增益约束的幅值频率图。
图37是示出当结合预振铃约束、开窗式幅值约束和自适应频率(相关增益)约束只使用更远的扬声器时在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图38是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图37所示的四个期望位置处的频率特征。
图39是当结合预振铃约束、开窗式幅值约束和自适应频率(相关增益)约束只使用更远的扬声器时的系统或方法的伯德图。
图40是基于上面关于图34描述的系统和方法的、具有可选的频率(相关增益)约束的MELMS系统或方法的流程图。
图41是示出当结合预振铃约束、开窗式幅值约束和在房间脉冲响应中的可选的频率(相关增益)约束只使用更远的扬声器时在应用均衡滤波器的情况下在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图42是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图41所示的四个期望位置处的频率特征。
图43是当结合预振铃约束、开窗式幅值约束和在房间脉冲响应中的可选的频率(相关增益)约束只使用更远的扬声器时应用于图7 所示的设置的均衡滤波器的伯德图。
图44是示出用于预掩蔽、同时掩蔽和后掩蔽的随着时间的声压级的示意图。
图45是示出以关于频率的群延迟差的限制群延迟函数的形式的后振铃约束曲线的图。
图46是示出从图45所示的曲线得到的关于频率的相位差曲线的限制相位函数的曲线的图。
图47是示出示例性时间限制函数的曲线的水平时间图。
图48基于上面关于图40描述的系统和方法的、具有组合的幅值后振铃约束的MELMS系统或方法的流程图。
图49是示出当结合预振铃约束、基于幅值约束的非线性平滑、频率(相关增益)约束和后振铃约束只使用更远的扬声器时在应用均衡滤波器的情况下在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图50是示出对应于MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图49所示的四个期望位置处的频率特征。
图51是当结合预振铃约束、基于幅值约束的非线性平滑、频率 (相关增益)约束和后振铃约束只使用更远的扬声器时应用于图7所示的设置的均衡滤波器的伯德图。
图52是示出示例性水平限制函数的曲线的幅值时间图。
图53是对应于图52所示的幅值时间曲线的振幅时间图。
图54是示出在三个不同的频率下具有指数窗口的示例性窗口函数的曲线的幅值时间图。
图55是示出当结合预振铃约束、幅值约束、频率(相关增益) 约束和开窗式后振铃约束只使用更远的扬声器时在应用均衡滤波器的情况下在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图56是示出MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图55所示的四个期望位置处的频率特征。
图57是当结合预振铃约束、幅值约束、频率(相关增益)约束和开窗式后振铃约束只使用更远的扬声器时在应用均衡滤波器的情况下应用于图7所示的设置的均衡滤波器的伯德图。
图58是示出亮区的色调的示例性目标函数的幅值频率图。
图59是示出在有和没有应用开窗的情况下在示例性均衡滤波器的线性域中的脉冲响应的振幅时间图。
图60是示出在有和没有应用开窗的情况下在示例性均衡滤波器的对数域中的脉冲响应的幅值时间图。
图61是示出当结合预振铃约束、幅值约束、频率(相关增益) 约束和开窗式后振铃约束使用所有扬声器且在亮区处的响应被调节到在图58中描绘的目标函数时在应用均衡滤波器的情况下在图7所示的设置中的四个位置处的频率特征的幅值频率图。
图62是示出MIMO系统的均衡滤波器的脉冲响应的振幅时间图，其导致在图61所示的四个期望位置处的频率特征。
图63是用于使用修改的MELMS算法来再现波场或虚拟源的系统和方法的流程图。
图64是用于使用修改的MELMS算法来再现对应于5.1扬声器设置的虚拟源的系统和方法的流程图。
图65是用于再现对应于在车辆的驾驶员位置处的5.1扬声器设置的虚拟源的均衡滤波器模块布置的流程图。
图66是使用修改的MELMS算法来产生对应于在车辆的所有四个位置处的5.1扬声器设置的虚拟声源的系统和方法的流程图。
图67是示出高达四阶的球谐函数的图。
图68是用于使用修改的MELMS算法产生在目标房间中在不同位置处的球谐函数的系统和方法的流程图。
图69是示出布置在头带上的二维测量麦克风阵列的示意图。
图70是示出布置在刚性球上的三维测量麦克风阵列的示意图。
图71是示出布置在两个耳杯上的三维测量麦克风阵列的示意图。
图72是示出用于提供幅值约束与集成后振铃约束的示例性过程的过程图。
具体实施方式
图1是用于使可具有多个输出(例如用于向K≥1组扬声器提供输出信号的输出信道)和多个(误差)输入(例如用于从M≥1组麦克风接收输入信号的记录信道)的多输入多输出(MIMO)系统均衡的系统和方法的信号流程图。一组包括连接到单个信道，即，一个输出信道或一个记录信道的一个或多个扬声器或麦克风。假设相应的房间或扬声器-房间-麦克风系统(至少一个扬声器和至少一个麦克风布置于的房间)是线性的和时间不变的，并可由例如其房间声脉冲响应来描述。此外，Q个原始输入信号例如单声道输入信号x(n)可被馈送到MIMO系统的(原始信号)输入中。MIMO系统可使用用于均衡的多个误差最小均方(MELMS)算法，但可使用任何其它自适应控制算法，例如(修改的)最小均方(LMS)、递归最小二乘方(RLS) 等。输入信号x(n)由M个主路径101滤波，主路径101在其从一个扬声器到M个麦克风的途中在不同的位置处由主路径滤波器矩阵P(z) 表示，并提供在主路径101的端部处，即，在M个麦克风处的M个期望信号d(n)。
通过可在MELMS处理模块106中实现的MELMS算法，由均衡滤波器模块103实现的滤波器矩阵W(z)被控制以改变原始输入信号 x(n)，使得被提供到K个扬声器并由具有辅路径滤波器矩阵S(z)的滤波器模块104滤波的所得K个输出信号匹配期望信号d(n)。因此，MELMS算法估计使用辅通带滤波器矩阵是(z)滤波的输入信号x(n)，辅通带滤波器矩阵在滤波器模块102中实现并输出K×M个经滤波的输入信号，和评估M个误差信号e(n)。误差信号e(n)由减法器模块105提供，减法器模块105从M个期望信号d(n)减去M个麦克风信号y′(n)。具有M个麦克风信号y′(n)的M个记录信道是具有使用辅路径滤波器矩阵S(z)滤波的K个扬声器信号y(n)的K个输出信道，辅路径滤波器矩阵S(z)在滤波器模块104中实现，代表声场景。模块和路径被理解为硬件、软件和/或声路径中的至少一个。
MELMS算法是得到最佳最小均方(LMS)解的迭代算法。 MELMS算法的自适应方法允 许滤波器的原位设计，并且每当改变出现在电声传递函数中时也使方便的方法能够重新调 节滤波器。 MELMS算法使用最陡下降方法来搜索性能指数的最小值。这根据通过将滤波器的系数成功地更新与梯度的 负数成比例的量来实现，其中μ是控制收敛速度和最终失调的步长大小。近似可以是在这样 的LMS算法中使用梯度的瞬时值而不是其预期值来更新矢量w，导致LMS算法。
图2是示例性Q×K×M MELMS系统或方法的信号流程图，其中Q是1，K是2且M是2，且其被调节以创建在麦克风215处的亮区和在麦克风216处的暗区，即，它为了单独声区目的而被调节。“亮区”表示声场被产生的区域，与几乎静默的“暗区”相反。输入信号x(n) 被提供到形成具有传递函数和的2x 2辅路径滤波器矩阵的四个滤波器模块201-204和形成具有传递函数 W1(z)和W2(z)的滤波器矩阵的两个滤波器模块205和206。滤波器模块205和206由最小均方(LMS)模块207和208控制，由此，模块 207接收来自模块201和202的信号以及误差信号e1(n)和e2(n)，且模块208接收来自模块203和204的信号以及误差信号e1(n)和e2(n)。模块205和206为扬声器209和210提供信号y1(n)和y2(n)。信号y1(n) 分别经由辅路径211和212由扬声器209传播到麦克风215和216。信号y2(n)分别经由辅路径213和214由扬声器210传播到麦克风215 和216。麦克风215从所接收的信号y1(n)、y2(n)和期望信号d1(n)产生误差信号e1(n)和e2(n)。具有传递函数和的模块201-204模拟各种辅路径211-214，其具有传递函数S11(z)、 S12(z)、S21(z)和S22(z)。
此外，预振铃约束模块217可向麦克风215提供电或声期望信号 d1(n)，其从输入信号x(n)产生并被加到在辅路径211和213的端部处由麦克风215拾取的汇总信号，最终导致在那里创建亮区，而这样的期望信号在误差信号e2(n)产生的情况下缺失，因而导致在麦克风216 处暗区的创建。与模拟延迟(其相位延迟关于频率是线性的)相反，预振铃约束基于关于频率的非线性相位，以便模拟被称为预掩蔽的人耳的心理听觉特性。描绘关于频率的群延迟差的逆指数函数的示例性曲线图是关于频率的相位差的相应逆指数函数，因为预掩蔽阈值在图 4中示出。“预掩蔽”阈值在本文被理解为在使滤波器均衡时避免预振铃的约束。
如可从示出以限制群延迟函数(关于频率的群延迟差)的形式的约束的图3看到的，当频率增大时，预掩蔽阈值降低。虽然在大约 100Hz的频率下由大约20ms的群延迟差表示的预振铃对听者是可接受的，但是在大约1,500Hz的频率下，阈值是大约1.5ms并可以以大约1ms的渐近最终值达到更高的频率。图3所示的曲线可容易转换成限制相位函数，其在图4中被示为关于频率的相位差曲线。通过对限制相位差函数求积分，可得到相应的相位频率特征。这个相位频率特征可接着形成对具有作为图4所示的曲线的积分的相位频率特征的全通滤波器的设计的基础。在图5中描绘相应地设计的全通滤波器的脉冲响应，且在图6中描绘它的相应伯德图。
现在参考图7，用于使用MELMS算法在车辆705中产生单独声区的设置可包括对应于布置在左前FLPos、右前FRPos、左后RLPos和右后RRPos处的听音位置(例如车辆中的座椅位置)的四个声区 701-704。在该设置中，八个系统扬声器布置得更远离声区701-704。例如，两个扬声器(高音/中音扬声器FLSpkrH和低音扬声器FLSpkrL) 布置成最接近左前位置FLPos，且相应地，高音/中音扬声器FRSpkrH 和低音扬声器FRSpkrL布置成最接近右前位置FRPos。此外，宽带扬声器SLSpkr和SRSpkr可布置在分别对应于位置RLPos和RRPos的声区旁边。亚低音扬声器(subwoofer)RLSpkr和RRSpkr可布置在车辆内部的后架上，后架由于亚低音扬声器RLSpkr和RRSpkr所产生的低频声音的性质而影响所有四个听音位置左前FLPos、右前FRPos、左后RLPos和右后 RRPos。此外，车辆705可配备有布置成靠近声区701-704例如在车辆的头枕中的又一些其它扬声器。额外的扬声器是区701的扬声器 FLLSpkr和FLRSpkr、区702的扬声器FRLSpkr和FRRSpkr、区703的扬声器RLLSpkr和RLRSpkr以及区704的扬声器RRLSpkr和RRRSpkr。在图 7所示的设置中的所有扬声器除了扬声器SLSpkr和扬声器SRSpkr以外形成相应组(具有一个扬声器的组)，扬声器SLSpkr形成一组无源地耦合的低音和高音扬声器，而扬声器SRSpkr形成一组无源地耦合的低音和高音扬声器(具有两个扬声器的组)。可选地或此外，低音扬声器FLSpkrL可连同低音/中音扬声器FLSpkrH一起形成一组，且低音扬声器FRSpkrL可连同低音/中音扬声器FRSpkrH一起形成一组(具有两个扬声器的组)。
图8是示出在使用均衡滤波器、心理听觉地激励的预振铃约束模块和系统扬声器，即，FLSpkrH、FLSpkrL、FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、 SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr的图7所示的设置中的四个区701-704(位置) 中的每个处的幅值频率响应的图。图9是示出用于在相应的扬声器路径中产生期望串音消除的均衡滤波器的相应脉冲响应的振幅时间图 (以样本为单位的时间)。与模拟延迟的简单使用相反，心理听觉地激励的预振铃约束的使用提供预振铃的足够衰减。在声学中，预振铃表示在实际声脉冲出现之前噪声的出现。如可从图9看到的，均衡滤波器的滤波器系数且因而均衡滤波器的脉冲响应只展示很少的预振铃。此外可从图8看到，在所有期望声区处的所得幅值频率响应倾向于在较高的频率下例如在400Hz之上恶化。
如图10所示，扬声器1004和1005可布置在到听者的耳朵1002 的近距离d中，例如低于0.5m或甚至0.4或0.3m，以便产生期望的单独声区。将扬声器1004和1005布置得这么近的一种示例性方式是将扬声器1004和1005合并到头枕1003中，听者的头1001可靠在头枕1003上。另一示例性方式将(定向)扬声器1101和1102布置在顶板1103中，如图11和12所示。扬声器的其它位置可以是车辆的B柱或C柱，与头枕或顶板中的扬声器组合。可选地或此外，定向扬声器可在与扬声器1004和1005相同的位置或与扬声器1004和 1005不同的另一位置处代替扬声器1004和1005或与扬声器1004和 1005组合使用。
再次参考图7所示的设置，额外的扬声器FLLSpkr、FLRSpkr、 FRLSpkr、FRRSpkr、RLLSpkr、RLRSpkr、RRLSpkr和RRRSpkr可布置在位置FLPos、FRPos、RLPos和RRPos上的座椅的头枕中。如可从图13看到的，只有布置在到听者的耳朵的近距离中的扬声器例如额外的扬声器FLLSpkr、FLRSpkr、FRLSpkr、FRRSpkr、RLLSpkr、RLRSpkr、RRLSpkr和RRRSpkr在较高频率下展示提高的幅值频率行为。串音消除是在图 13中的上曲线和三个下曲线之间的差异。然而，由于在扬声器和耳朵之间的短距离例如小于0.5m或甚至小于0.3或0.2m的距离，预振铃相对低，如示出滤波器系数和因而所有均衡滤波器的脉冲响应的图14所示，用于在只使用头枕扬声器FLLSpkr、FLRSpkr、FRLSpkr、 FRRSpkr、RLLSPkr、RLRSpkr、RRLSpkr和RRRSpkr时提供串音消除，并且代替预振铃约束，提供模拟延迟(其延迟时间可对应于滤波器长度的一半)。预振铃可在图14中被看作在主脉冲的左侧上的噪声。将扬声器布置在到听者的耳朵的近距离中在一些应用中已经提供足够的预振铃抑制和足够的串音消除，如果模拟延迟从心理听觉方面看足够短，如可在图15和16中看到的。
当组合更不远的扬声器FLLSpkr、FLRSpkr、FRLSpkr、FRRSpkr、 RLLSpkr、RLRSpkr、RRLSpkr和RRRSpkr与预振铃约束而不是模拟延迟时，预振铃可进一步降低，而在较高频率下不使在位置FLPos、FRPos、 RLPos和RRPos(即，位置间幅值差)处的串音消除恶化。使用更远的扬声器FLSpkrH、FLSpkrL、FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr而不是更不远的扬声器FLLSpkr、FLRSpkr、FRLSpkr、FRRSpkr、 RLLSpkr、RLRSpkr、RRLSpkr和RRRSpkr和缩短的模拟延迟(与在上面关于图15和16描述的例子中的相同的延迟)而不是预振铃约束展示更糟的串音消除，如可在图17和18中看到的。图17是示出在结合均衡滤波器和与在关于图15和16描述的例子中的相同的模拟延迟只使用布置在离位置FLPos、FRPos、RLPos和RRPos0.5m以上的距离处的扬声器FLSpkrH、FLSpkrL、FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr在所有四个声区701-704处的幅值频率响应的图。
然而，组合布置在头枕中的扬声器FLLSpkr、FLRSpkr、FRLSpkr、 FRRSpkr、RLLSpkr、RLRSpkr、RRLSpkr和RRRSpkr与图7所示的设置的更远的扬声器，即，扬声器FLSpkrH、FLSpkrL、FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、 SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr和如图19和20所示使用预振铃约束而不是具有减小的长度的模拟延迟可进一步降低(比较图18和20)预振铃并增加(比较图17和19)在位置FLPos、FRPos、RLPos和RRPos处的串音消除。
也可使用如图3-5所示的连续曲线的可选形式的阶梯形曲线，其中例如可根据心理听觉方面例如Bark标度或mel标度将阶梯宽度选择为频率相关的。Bark标度是范围从一到24的心理听觉标度，并对应于听力的前24个关键频带。它与mel标度有关但比mel标度稍微不普遍。它在被称为时间扩散的频谱下降或窄带峰值出现在传递函数的幅值频率特征内时被听者感知为噪声。均衡滤波器可因此在滤波器的控制操作或某些参数期间被平滑化，例如质量因子可被限制，以便减小不想要的噪声。在平滑化的情况下，可使用接近人听力的关键频带的非线性平滑化。非线性平滑滤波器可由下面的方程描述：
其中n＝[0，...，N-1]与平滑化的信号的离散频率指数有关；N与快速傅立叶变换(FFT)的长度有关；与四舍五入到下一整数有关；α与平滑系数有关，例如(八度音/3-平滑)导致α＝21/3，其中是A(jω)的平滑值；以及k是非平滑值A(jω)的离散频率指数，k ∈[0，...，N-1]。
如可从上面的方程看到的，非线性平滑基本上是频率相关算术平均，其频谱限制根据所选择的非线性平滑系数α关于频率而改变。为了将这个原理应用于MELMS算法，算法被修改，以便根据在对数域中的下面的方程分别按仓(FFT的频谱单位)维持关于频率的某个最大和最小水平阈值：
其中f＝[0，...，fs/2]是长度(N/2+1)的离散频率矢量，N是FFT的长度，fs是采样频率，MaxGaindB是[dB]的最大有效增加，且MinGaindB是[dB]的最小有效减小。
在线性域中，上面的方程读作：
从上面的方程中，可得到可应用于MELMS算法的幅值约束，以便产生以心理听觉可接受的方式抑制频谱峰值和下降的非线性平滑均衡滤波器。在图21中示出均衡滤波器的示例性幅值频率约束，其中上限U对应于最大有效增加MaxGainLimdB(f)，而下限L对应于最小可允许的降低MinGainLimdB(f)。图21所示的图描绘在对数域中的示例性幅值约束的阈值上限U和阈值下限L，该幅值约束基于参数 fs＝5,512Hz、α＝21/24、MaxGaindB＝9dB和MinGaindB＝-18dB。如可看到的，最大可允许的增加(例如MaxGaindB＝9dB)和最小可允许的减小(例如MinGaindB＝-18dB)只在较低频率(例如低于35Hz) 下实现。这意味着较低频率具有根据非线性平滑系数(例如α＝21/24) 随着频率的增加而降低的最大动态特性，由此，根据人耳的频率灵敏性，阈值上限U的增加和阈值下限L的降低关于频率是指数的。
在每个迭代步骤中，基于MELMS算法的均衡滤波器受到非线性平滑化，如下面的方程描述的。
平滑化：
ASS(jω0)＝|A(jω0)|，
双边带频谱：
其中均复共轭。
复频谱：
逆快速傅立叶变换(IFFT)的脉冲响应：
在图22中示出相应地修改的MELMS算法的流程图，图22基于上面关于图2描述的系统和方法。幅值约束模块2201布置在LMS模块207和均衡滤波器模块205之间。另一幅值约束模块2202布置在LMS模块208和均衡滤波器模块206之间。幅值约束可结合预振铃约束(如图22所示)来使用，但也可在独立的应用中、结合其它心理听觉地激励的约束或结合模拟延迟来使用。
然而，当组合幅值约束与预振铃约束时，可实现通过图23所示的伯德图(幅值频率响应、相位频率响应)所示的改进，与没有幅值约束的系统和方法相反，如图24所示的相应的所得伯德图所示。很清楚，只有具有幅值约束的系统和方法的幅值频率响应受到非线性平滑化，而相位频率响应本质上不改变。此外，具有幅值约束和预振铃约束的系统和方法不对串音消除性能施加消极影响，如可从图25(与图8比较)看到的，但与图9比较，后振铃可恶化，如图26所示的。在声学中，后振铃表示在实际声脉冲出现之后噪声的出现，并可在图 26中被看作在主脉冲的右侧上的噪声。
使均衡滤波器的频谱特征平滑的可选方式可以是直接在时域中给均衡滤波器系数开窗。在开窗的情况下，不能根据心理听觉标准在与上面描述的系统和方法相同的程度上控制平滑化，但均衡滤波器系数的开窗允许在较大的程度上控制时域中的滤波器行为。图27是示出当结合预振铃约束和基于具有0.75的高斯窗口的开窗的幅值约束来使用均衡滤波器和仅仅更远的扬声器，即，扬声器FLSpkrH、FLSpkrL、 FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr时在声区701-704 处的幅值频率响应的图。在图28中描绘所有均衡滤波器的相应脉冲响应。
如果开窗基于参数化高斯窗口，下面的方程适用：
其中和α是与标准偏差σ间接成正比且为例如0.75的参数。参数α可被看作具有高斯形状(在样本中随着时间的振幅)的平滑参数，如图29所示。
图30所示的所得系统和方法的信号流程图基于上面关于图2描述的系统和方法。开窗模块3001(幅值约束)布置在LMS模块207 和均衡滤波器模块205之间。另一开窗模块3002布置在LMS模块 208和均衡滤波器模块206之间。开窗可结合预振铃约束(如图22 所示)来使用，但也可在独立的应用中、结合其它心理听觉地激励的约束或结合模拟延迟来使用。
开窗导致在串音消除性能中没有明显的变化，如可在图27中看到的，但均衡滤波器的时间行为改进了，如可从图26和28的比较中看到的。然而，使用窗口作为幅值约束并不如同其它版本一样导致幅值频率曲线的这样的大平滑化，如当比较图31与图23和24时将明显的。替代地，相位时间特征被平滑化，因为平滑化在时域中被执行，如当比较图31与图23和24时也将明显的。图31是当结合预振铃约束和基于具有修改的高斯窗口的开窗的幅值约束只使用更远的扬声器时系统和方法的伯德图(幅值频率响应、相位频率响应)。
当在MELMS算法中应用约束之后执行开窗时，窗口(例如图2 9所示的窗口)周期性地被移动和修改，这可被表示如下：
当参数α变得更小时，图29所示的高斯窗口倾向于变得水平且因此在参数α的较小值下提供较少的平滑。可根据不同的方面例如更新速率(即，开窗在某个数量的迭代步骤内多久被应用一次)、迭代的总数等来选择参数α。在本例中，在每个迭代步骤中执行开窗，这是选择相对小的参数α的原因，因为滤波器系数与窗口的重复乘法在每个迭代步骤中被执行，且滤波器系数连续减小。在图32中示出相应地修改的窗口。
开窗不仅从幅值和相位方面来说允许在频谱域中的某个平滑化，而且允许调节均衡滤波器系数的期望时间限制。可通过平滑参数例如可配置的窗口(见在上面描述的示例性高斯窗口中的参数α)来自由地选择这些效应，以便可调节在时域中均衡滤波器的最大衰减和声质量。
使均衡滤波器的频谱特征平滑的又一可选的方式可以是除了幅值以外还提供在幅值约束内的相位。不是未处理的相位，而是以前足够平滑化的相位被应用，由此，平滑化可再次是非线性的。然而，任何其它平滑特征也是可适用的。可以只对展开的相位而不是对在-π≤φ＜π的有效范围内的(重复)包裹相位应用平滑化，展开的相位是连续相位频率特征。
为了也考虑拓扑，可使用空间约束，其可通过采用如下的 MELMS算法来实现：
其中E′m(ejΩ，n)＝Em(ejΩ，n)Gm(ejΩ)和Gm(ejΩ)是频谱域中的第m个误差信号的加权函数。
在图33中示出基于上面关于图22描述的系统和方法的相应地修改的MELMS算法的流程图，且其中空间约束LMS模块3301代替 LMS模块207，且空间约束LMS模块3302代替LMS模块208。空间约束可结合预振铃约束(如图33所示)来使用，但也可在独立的应用中、结合心理听觉地激励的约束或结合模拟延迟来使用。
在图34中示出也基于上面关于图22描述的系统和方法的相应地修改的MELMS算法的流程图。空间约束模块3403布置成控制增益控制滤波器模块3401和增益控制滤波器模块3402。增益控制滤波器模块3401布置在麦克风215的下游并提供修改的误差信号e′1(n)。增益控制滤波器模块3402布置在麦克风216的下游并提供修改的误差信号e′2(n)。
在图34所示的系统和方法中，来自麦克风215和216的(误差) 信号e1(n)和e2(n)在时域中而不是在频谱域中被修改。在时域中的修改仍然可被执行，使得信号的频谱成分也例如通过提供频率相关增益地滤波器被修改。然而，增益也可简单地是频率相关的。
在图34所示的例子中，不应用空间约束，即，所有误差麦克风 (所有位置、所有声区)被相等地加权，使得没有频谱强调或不重要性被应用于特定的麦克风(位置、声区)。然而，也可应用位置相关加权。可选地，可规定子区域，以便可放大例如在听者的耳朵周围的区域并可减弱在头的后部分处的区域。
修改被提供到扬声器的信号的频谱应用域可能是合乎需要的，因为扬声器可展示不同的电和声特征。但是即使所有特征都是相同的，独立于其它扬声器而控制每个扬声器的带宽可能也是合乎需要的，因为具有相同特征的相同扬声器的可使用带宽在布置在不同的地点(位置、具有不同体积的通风箱)处时可能有差异。可通过分频滤波器来补偿这样的差异。在图35所示的示例性系统和方法中，可使用在本文也被称为频率约束的频率相关增益约束来代替分频滤波器以确保所有扬声器以相同或至少相似的方式操作，例如使得没有一个扬声器是过载的，这导致不想要的非线性变形。可以用多种方式实现频率约束，在下面讨论了其中两种方式。
在图35中示出基于上面关于图34描述的系统和方法但在有或没有特定的约束的情况下可基于本文描述的任何其它系统和方法的相应地修改的MELMS算法的流程图。在图35所示的示例性系统中， LMS模块207和208由频率相关增益约束LMS模块3501和3502代替以提供特定的自适应行为其可被描述如下：
其中是k＝1，...，K，K是扬声器的数量；m＝1，...，M，M是麦克风的数量；是在时间n(以样本计)在第k个扬声器和第m个(误差)麦克风之间的辅路径的模拟；以及|Fk(ejΩ)|是针对被提供到第k个扬声器的信号的频谱限制的分频滤波器的幅值，该信号本质上是随着时间n的常数。
如可看到的，修改的MELMS算法本质上仅仅是修改，具有该修改的经滤波的输入信号被产生，其中经滤波的输入信号在频谱上由具有传递函数Fk(ejΩ)的K个分频滤波器模块限制。分频滤波器模块可具有复传递函数，但在大部分应用中，只使用传递函数|Fk(ejΩ)|的幅值以便实现期望频谱限制就足够了，因为相位对于频谱限制是不需要的，并可能甚至干扰自适应过程。在图36中描绘可应用的分频滤波器的示例性频率特征的幅值。
在图37和38中分别示出在所有四个位置处的相应幅值频率响应和随着时间(以样本计)的均衡滤波器的滤波系数(表示其脉冲响应)。当结合频率约束、预振铃约束和幅值约束(包括具有0.25的高斯窗口的开窗)排他地关于更远的扬声器例如在图7所示的设置中的扬声器FLSpkH、FLSpkrL、FRSpkH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr应用均衡滤波器时，图37所示的幅值响应和图38所示的用于建立串音消除的均衡滤波器的脉冲响应与四个位置有关。
图37和38示出在400Hz之下通过分频滤波器模块的输出信号的频谱限制的结果，这是在图7所示的设置中的前低音扬声器FLSpkrL 和FRSpkrL的较小影响和对串音消除缺乏任何明显影响，如可从图37 和27的比较看到的。当比较图39和31所示的伯德图时，这些结果也被支持，其中图39所示的图基于形成图37和38的基础的相同设置并示出被提供到低音扬声器FLSrkrL和FRSpkrL的信号的明显变化，当它们紧靠前位置FLPos和FRPos时。在一些应用中，具有如上面阐述的频率约束的系统和方法可倾向于展示在低频下的某个缺点(幅值下降)。因此，可以可选地实现频率约束，例如如下面关于图40讨论的。
如图40所示的相应地修改的MELMS算法的流程图基于上面关于图34描述的系统和方法，但可以可选地在有或没有特定的约束的情况下基于本文描述的任何其它系统和方法。在图40所示的示例性系统中，频率约束模块4001可布置在均衡滤波器205的下游，且频率约束模块4002可布置在均衡滤波器206的下游。频率约束的可选布置允许减小在房间传递特征中，即，在通过预先滤波提供到扬声器的信号而实际出现的传递函数Sk，m(ejΩ，n)中和在它们的模型的传递函数中的分频滤波器的复杂影响(幅值和相位)，其在图 40中由指示。可使用下面的方程描述对MELMS算法的这个修改：
S′k，m(ejΩ，n)＝Sk，m(ejΩ，n)Fk(ejΩ)，
其中是S′k，m(ejΩ，n)的近似。
图41是示出当应用均衡滤波器且结合预振铃约束、幅值约束(具有0.25的高斯窗口的开窗)和包括在房间传递函数中的频率约束只使用更远的扬声器，即，在图7所示的设置中的FLSpkrH、FLSpkrL、 FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr时在上面关于图7 描述的四个位置处的幅值频率响应的图。在图42中示出相应的脉冲响应，且在图43中示出相应的伯德图。如可在图41-43中看到的，分频滤波器对在前位置FLPos和FRPos旁边的低音扬声器FLSpkrL和 FRSpkrL有明显的影响。特别是当比较图41和37时，可看到，图41 的图所基于的频率约束允许在较低频率下的更远的滤波效应，以及串音消除性能在高于50Hz的频率下稍微恶化。
根据应用，可单独地或与其它心理听觉地激励的或未心理听觉地激励的约束例如扬声器-房间-麦克风约束结合来使用至少一个(其它)心理听觉地激励的约束。例如，当只使用幅值约束时均衡滤波器的时间行为，即，当维持原始相位(比较图26所描绘的脉冲响应) 时的幅值频率特征的非线性平滑化，由听者感知为让人讨厌的音调后振铃。这个后振铃可通过后振铃约束来抑制，这可基于能量时间曲线 (ETC)被描述如下：
零填补：
其中是在具有长度N/2的MELMS算法中第k个均衡滤波器的滤波器系数的最后集合，且0是具有长度N的零列矢量。
FFT转换：
ETC计算：
其中Wk，t(ejΩ)是在第t个迭代步骤(矩形窗口)第k个均衡滤波器的频谱的实部，且表示第k个均衡滤波器的瀑布图，其包括在对数域中的具有N/2的长度的单边带频谱的所有N/2幅值频率响应。
当在上面描述的MELMS系统或方法中计算一般车辆的房间脉冲响应的ETC并比较所得ETC与提供到左前高频扬声器FLSpkrH的信号的ETC时，事实证明，在某些频率范围内展示的衰减时间明显更长，这可被看作后振铃的基本原因。此外，事实证明，包含在上面描述的MELMS系统和方法的房间脉冲响应中的能量可能在衰减过程中稍后的时间太高。类似于如何抑制预振铃，可通过基于人耳呼叫(听觉)后掩蔽的心理听觉特性的后振铃约束来抑制后振铃。
当一个声音的感知被另一声音的存在影响时，听觉掩蔽出现。在频域中的听觉掩蔽被称为同时掩蔽、频率掩蔽或频谱掩蔽。在时域中的听觉掩蔽被称为时间掩蔽或非同时掩蔽。非掩蔽阈值是可在没有当前掩蔽信号的情况下感知的信号的无声水平。掩蔽阈值是当与特定的掩蔽噪声组合时感知的信号的无声水平。掩蔽的量是在掩蔽和非掩蔽阈值之间的差异。掩蔽的量将根据目标信号和掩蔽者的特征而改变，且对个别听者也是特定的。当声音通过与原始声音相同的持续时间的噪声或不想要的声音变得听不见时，同时掩蔽出现。当突然的刺激声音使紧接着在刺激之前或之后存在的其它声音听不见时，时间掩蔽或非同时掩蔽出现。掩盖紧接着在掩蔽者之前的声音的掩蔽被称为后向掩蔽或预掩蔽，以及掩盖紧接着在掩蔽者之后的声音的掩蔽被称为前向掩蔽或后掩蔽。时间掩蔽的有效性从掩蔽者的开始和抵消指数地衰减，开始衰减持续大约20ms，而抵消衰减持续大约100ms，如图44 所示。
在图45中示出描绘关于频率的群延迟差的逆指数函数的示例性曲线，且在图46中示出作为后掩蔽阈值的关于频率的相位差的相应逆指数函数。“后掩蔽”阈值在本文被理解为避免在均衡滤波器中的后振铃的约束。如可从示出以限制群延迟函数(关于频率的群延迟差) 的形式的约束的图45看到的，当频率增加时，后掩蔽阈值降低。虽然在大约1Hz的频率下大约250ms的持续时间的后振铃可能对听者是可接受的，但是在大约500Hz的频率下，阈值已经在大约50ms 并可以以5ms的近似渐近最终值达到更高的频率。图45所示的曲线可容易转换成限制相位函数，其在图46中被示为关于频率的相位差曲线。因为后振铃(图45和46)和预振铃(图3和4)的曲线的形状是相当类似的，所以相同的曲线可用于后振铃和预振铃，但具有不同的比例缩放。后振铃约束可被描述如下：
规范：
是具有N/2(以样本计)的长度的时间矢量，
t0＝0是起始时间点，
a0db＝0dB是起始水平，以及
a1db＝-60dB是最终水平。
梯度：
是限制函数的梯度(以dB/s为单位)，
τGroupDslay(n)是用于在频率n(以FFT仓为单位)下抑制后振铃 (以s为单位)的群延迟的差函数。
限制函数：
LimFctdB(n，t)＝m(n)tS是第n个频率仓(以dB为单位)的时间限制函数，以及
是表示单边带频谱(以FFT仓为单位)的仓号的频率指数。
时间补偿/比例调整：
[ETCdBk(n)Max，tMax]＝max{ETCdB k(n，t)}，
0是具有长度tMax的零矢量，以及
tMax是时间指数，其中第n个限制函数具有其最大值。
线性化：
ETC的限制：
房间脉冲响应的计算：
是包括后振铃约束的第k个信道(被提供到扬声器的信号)的修改的房间脉冲响应。
如可在上面的方程中看到，后振铃约束在这里基于ETC的时间限制，其是频率相关的，且其频率相关性基于群延迟差函数τGroupDslay、(n)。在图45中示出表示群延迟差函数τGroupDelay(n)的示例性曲线。在给定时间段τGroupDelay(n)fS内，限制函数LimFctdB(n，t)的水平应根据阈值a0dB和a1db而降低，如在图47中所示的。
对于每个频率n，时间限制函数例如图47所示的时间限制函数被计算并应用于ETC矩阵。如果相应的ETC时间矢量的值超过在频率n下由LimFctdB(n，t)给出的相应阈值，则ETC时间矢量根据其离阈值的距离而按比例调整。以这种方式，确保均衡滤波器在其频谱中展示频率相关时间下降，如群延迟差函数τGroupDelay(n)所需的。因为群延迟差函数τGroupDelay(n)根据心理听觉要求(见图44)而设计，所以令听者讨厌的后振铃可被避免或至少减小到可接受的程度。
现在参考图48，后振铃约束可例如在上面关于图40描述的系统和方法中(或在本文描述的任何其它系统和方法中)实现。在图48 所示的示例性系统中，使用组合的幅值和后振铃约束模块4801和 4802而不是幅值约束模块2201和2202。图49是示出当应用均衡滤波器且结合预振铃约束、幅值约束(具有0.25的高斯窗口的开窗)、包括在房间传递函数中的频率约束和后振铃约束只使用更远的扬声器，即，在图7所示的设置中的FLSpkrH、FLSpkrL、FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr时在上面关于图7描述的四个位置处的幅值频率响应的图。
在图50中示出相应的脉冲响应，且在图51中示出相应的伯德图。当比较图49所示的图与图41所示的图时，可看到，后振铃约束使串音消除性能稍微恶化。另一方面，图50所示的图示出后振铃少于图 42所示的图，图42与图40所示的系统和方法有关。如从图51所示的伯德图明显的，后振铃约束对相位特征有一些影响，例如，相位曲线被平滑化。
实现后振铃约束的另一方式是将它合并在上面关于窗口幅值约束描述的开窗过程中。如前所述，在时域中的后振铃约束以与开窗式幅值约束相似的方式被频谱地开窗，使得这两个约束可合并成一个约束。为了实现此，每个均衡滤波器在迭代过程结束时被排他地滤波，以具有类似于FFT分析的等距频率点的一组余弦信号开始。然后，相应地计算的时间信号用频率相关窗口函数加权。窗口函数可随着频率的增加而缩短，以便对较高的频率增强滤波，且因此建立非线性平滑化。再次，可使用指数地倾斜的窗口函数，其时间结构由群延迟确定，类似于在图45中描绘的群延迟差函数。
所实现的窗口函数(其是自由参数化的，且其长度是频率相关的) 可具有指数、线性、汉明、汉宁、高斯或任何其它适当的类型。为了简单起见，在当前例子中使用的窗口函数具有指数类型，限制函数的端点a1dB可以是频率相关的(例如，频率相关限制函数a1dB(n)，其中当n增加时a1dB(n)可减小)，以便提高串音消除性能。
开窗函数可进一步配置成使得在由群延迟函数τGroupDelay(n)规定的时间段内，水平下降到由频率相关端点a1dB(n)规定的值，其可通过余弦函数来修改。所有相应地开窗的余弦信号随后被加起来，且和被按比例调整以提供均衡滤波器的脉冲响应，均衡滤波器的幅值频率特征看起来是平滑的(幅值约束)，且其衰减行为根据预定的群延迟差函数(后振铃约束)被修改。因为开窗在时域中被执行，所以它不仅影响幅值频率特征，而且影响相位频率特征，以便实现频率相关非线性复平滑化。可通过下面阐述的方程来描述开窗技术。
规范：
是具有N/2(以样本计)的长度的时间矢量，
t0＝0是起始时间点，
a0db＝0dB是起始水平，以及
a1db＝-120dB是阈值下限。
水平限制：
是水平限制，
是水平修改函数，
a1dB(n)＝LimLevdB(n)LevModFctdB(n)，其中
是表示单边带频谱的仓号的频率指数。
余弦信号矩阵：
CosMat(n，t)＝cos(2πntS)是余弦信号矩阵。
窗口函数矩阵：
是以dB/s为单位的限制函数的梯度，
τGroupDelay(n)是用于抑制在第n个频率仓的后振铃的群延迟差函数，
LinFctdB(n，t)＝m(n)tS是第n个频率仓的时间限制函数，
是包括所有频率相关窗口函数的矩阵。
滤波(应用)：
是余弦矩阵滤波器，其中wk是具有 长度N/2的第k个均衡滤波器。
开窗和按比例调整(应用)：
WinMat(n，t)是借助于以前描述的方法得到的第k个信道的平滑均衡滤波器。
在图52中描绘了示例性频率相关水平限制函数a1dB(n)和示例性水平限制LimLevdB(n)的幅值时间曲线。根据被示为图53中的振幅频率曲线的水平修改函数LevModFctdB(n)来将水平限制函数a1dB(n)修改到下频率比上频率更不被限制的效应。在图54中示出在频率200 Hz(a)、2,000Hz(b)和20,000Hz(c)下基于指数窗口的开窗函数WinMat(n，t)。幅值和后振铃约束可因此彼此组合，而没有任何明显的性能下降，如可在图55-57中进一步看到的。
图55是示出当应用均衡滤波器和结合预振铃约束、频率约束、开窗式幅值约束和后振铃约束只使用更远的扬声器，即，在图7所示的设置中的FLSpkrH、FLSpkrL、FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、RLSpkr和RRSpkr时在上面关于图7描述的四个位置处的幅值频率响应的图。在图56中示出相应的脉冲响应(振幅时间图)，且在图57中示出相应的伯德图。前面描述的开窗技术允许在较高频率下的频谱分量的明显减小，其由听者感知为更方便的。也必须注意，这个特殊开窗技术不仅在MIMO系统中可应用，而且可应用于使用约束的任何其它系统和方法，例如一般均衡系统或测量系统。
在大部分前面提到的例子中，只使用更远的扬声器，即，在图7 所示的设置中的FLSpkrH、FLsrkrL、FRSpkrH、FRSpkrL、SLSpkr、SRSpkr、 RLSpkr和RRSpkr。然而，使用更接近地布置的扬声器例如扬声器FLLSpkr、FLRSpkr、FRLSpkr、FRRSpkr、RLLSpkr、RLRSpkr、RRLSpkr和 RRRSpkr可提供额外的性能增强。因此，在图7所示的设置中，鉴于串音消除性能，所有扬声器(包括布置在头枕中的八个扬声器)用来评估开窗式后振铃约束的性能。假设亮区在左前位置处被建立以及三个暗区在三个其余位置处产生。
图58通过幅值频率曲线示出目标函数，其为在亮区中的色调的参考并可同时应用于预振铃约束。基于在有和没有应用开窗(开窗式后振铃约束)的情况下的图58所示的目标函数的示例性均衡滤波器的脉冲响应在图59中被描绘为在线性域中的振幅时间曲线且在图60 中被描绘为在对数域中的幅值时间曲线。从图60中很明显，开窗式后振铃约束能够基于MELMS算法来明显减小均衡滤波器系数的和因而均衡滤波器的脉冲响应的衰减时间。
从图60中可看到，衰减与心理听觉要求一致，这意味着当频率增加时，时间减小的有效性连续增加，而不使串音消除性能恶化。此外，图61证明图58所示的目标函数几乎被最完美地满足。图61是示出当结合预振铃约束、频率约束、开窗式幅值和开窗式后振铃约束来使用在图7所示的设置中的所有扬声器(包括在头枕中的扬声器) 和均衡滤波器时在上面关于图7描述的四个位置处的幅值频率响应的图。在图62中示出相应的脉冲响应。通常，可按需要组合所有类型的心理听觉约束例如预振铃约束、幅值约束、后振铃约束和所有类型的扬声器-房间-麦克风约束例如频率约束和空间约束。
参考图63，可修改上面关于图1描述的系统和方法以不仅产生单独的声区，而且产生任何期望波场(被称为可听化)。为了实现此，鉴于主路径101来修改图1所示的系统和方法，主路径由可控主路径 6301代替。根据源房间6302例如期望听音房间来控制主路径6301。辅路经可被实现为目标房间，例如车辆6303的内部。图63所示的示例性系统和方法基于简单的设置，其中在具有与图7所示的相同的设置的一个特定实际听音位置(例如在车辆内部6303中的左前位置) 周围的声区内建立(模拟)期望听音室6302(例如音乐厅)的音响效果。听音位置可以是听者的耳朵的位置、在听者的两耳之间的点或在目标房间6303中的某个位置处的头周围的区域。
可使用相同的麦克风星座，即，具有相同的声学特性并布置在相对于彼此相同的位置处的相同数量的麦克风进行在源房间中和目标房间中的声学测量。当MELMS算法产生具有传递函数W(z)的K个均衡滤波器的系数时，相同的声学条件可存在于目标房间中的麦克风位置处，与在源房间中的相应位置处一样。在本例中，这意味着可在具有与在源房间6302中测量的相同的特性的目标房间6303的左前位置处创建虚拟中心扩音器。上面描述的系统和方法因此也可用于产生几个虚拟源，如可在图64所示的设置中看到的。应注意，左前扬声器FL和右前扬声器FR分别对应于具有高频扬声器FLSpkrH和FRSpkrH 和低频扬声器FLSpkrL和FRSpkrL的扬声器阵列。在本例中，源房间 6401和目标房间6303可以是5.1音频设置。
然而，不仅可在目标房间中模拟单个虚拟源，而且也可同时模拟多个(I)虚拟源，其中对于I个虚拟源中的每个，相应的均衡滤波器系数集合Wi(z)被计算，I是0，...，I-1。例如，当模拟在左前位置处的虚拟5.1系统时，如图64所示，产生根据5.1系统的ITU标准布置的I＝6个虚拟源。具有多个虚拟源的系统的方法类似于只有一个虚拟源的系统的方法，该方法是I个主路径矩阵Pi(z)在源房间中被确定并应用于在目标房间中的扬声器设置。随后，通过修改的MELMS 算法对每个矩阵Pi(z)自适应地确定K个均衡滤波器的一组均衡滤波器系数Wi(z)。I×K个均衡滤波器然后被叠加和应用，如图65所示。
图65是相应地产生的I×K个均衡滤波器的应用的流程图，均衡滤波器形成I个滤波器矩阵6501-6506以在驾驶员的位置处根据5.1 标准提供I＝6个虚拟声源用于近似声音再现。根据5.1标准，与扬声器位置C、FL、FR、SL、SR和Sub有关的六个输入信号被提供到六个滤波器矩阵6501-6506。均衡滤波器矩阵6501-6506提供I＝6组均衡滤波器系数W1(z)-W6(z)，其中每组包括K个均衡滤波器且因此提供K个输出信号。滤波器矩阵的相应输出信号通过加法器6507-6521 加起来并接着被提供到布置在目标房间6303中的相应扬声器。例如，具有k＝1的输出信号被加起来并提供到右前扬声器(阵列)6523，具有k＝2的输出信号被加起来并提供到左前扬声器(阵列)6522，具有k＝6的输出信号被加起来并提供到亚低音扬声器6524，依此类推。
可在任何数量的位置上建立波场，例如在目标房间6601中的四个位置处的麦克风阵列6603-6606，如图66所示。提供4×M的麦克风阵列在求和模块6602中加起来以向减法器105提供M个信号 y(n)。修改的MELMS算法不仅允许控制虚拟声源的位置，而且允许控制水平入射角(方位角)、垂直入射角(仰角)和在虚拟声源和听者之间的距离。
此外，场可被编码到其本徵模(eigenmode)，即，球谐函数中，本徵模随后被再次解码以提供与原始波场相同或至少非常相似的场。在解码期间，波场可动态地被修改，例如旋转、缩小或放大、钉住、拉伸、前后移动等。通过将源房间中的源的波场编码到其本徵模中并在目标房间中通过MIMO系统或方法对本徵模编码，虚拟声源可因此鉴于在目标房间中的其三维位置被动态地修改。图67描绘高达M＝ 4的阶数的示例性本徵模。这些本徵模例如具有图67所示的频率相关形状的波场可通过特定组的均衡滤波器系数被模拟到某个程度(阶数)。阶数基本上取决于存在于目标房间中的声系统，例如声系统的上截止频率。截止频率越高，阶数应越高。
对于在目标房间中的更远离听者且因此展示fLim＝400...600Hz 的截止频率的扬声器，足够的阶数是M＝1，其是在三维中的前N＝ (M+1)2＝4球谐函数和在二维中的N＝(2M+1)＝3。
其中c是声速(在20℃下343m/s)，M是本徵模的阶数，N是本徵模的数量，且R是区的听音表面的半径。
相反，当额外的扬声器(例如头枕扬声器)布置得更接近听者时，阶数M可根据最大截止频率增加到M＝2或M＝3。假设远场条件是占优势的，即，波场可分成平面波，波场可通过傅立叶贝塞尔系列被描述如下：
其中是Ambisonic系数(第N个球谐函数的加权系数)，是第m阶、第n级(实部σ＝1，虚部σ＝-1)的复球谐函数， P(r，ω)是在位置处的声压的频谱，S(jω)是在频谱域中的输入信号，j是复数的虚单位，以及jm(kr)是第m阶的第一类的球贝塞尔函数。
复球谐函数可接着由在目标房间中的MIMO系统和方法，即，由相应的均衡滤波器系数模拟，如在图68中描绘的。相反，从在源房间中的波场的分析或房间模拟得到Ambisonic系数图 68是应用的流程图，其中前N＝3个球谐函数在目标房间中通过MIMO系统和方法产生。三个均衡滤波器矩阵6801-6803提供虚拟声源的前三个球谐函数(W，X和Y)用于在驾驶员的位置从输入信号x[n] 进行近似声再现。均衡滤波器矩阵6801-6803提供三组均衡滤波器系数W1(z)-W3(z)，其中每组包括K个均衡滤波器且因此提供K个输出信号。滤波器矩阵的相应输出信号通过加法器6804-6809加起来并接着被提供到布置在目标房间6814中的相应扬声器。例如，具有k＝1 的输出信号被加起来并提供到右前扬声器(阵列)6811，具有k＝2 的输出信号被加起来并提供到左前扬声器(阵列)6810，以及具有k ＝K的最后的输出信号被加起来并提供到亚低音扬声器6812。在听音位置6813处，然后产生一起形成一个虚拟源的期望波场的前三个本徵模X、Y和Z。
可以用简单的方式进行修改，如可从下面的例子中看到的，其中旋转元件在解码时被引入：
其中是在期望方向上旋转球谐函数的模态加权系数。
参考图69，用于测量源房间的音响效果的布置可包括麦克风阵列6901，其中多个麦克风6903-6906布置在头带6902上。头带6902 可由听者6907在源房间中时佩戴并位于稍微在听者的耳朵之上。代替单个麦克风，麦克风阵列可用于测量源房间的音响效果。麦克风阵列包括布置在具有与普通听者的头的直径对应的直径的圆上和在对应于普通听者的耳朵的位置上的至少两个麦克风。麦克风的阵列中的两个可布置在普通听者的耳朵的位置处或至少附近。
代替听者的头，也可使用具有与人的头类似的特性的任何人造头或刚性球。此外，额外的麦克风可布置在除了在圆上以外的位置上，例如在另外的圆上或根据任何其它模式在刚性球上。图70描绘包括在刚性球7001上的多个麦克风7002的麦克风阵列，其中一些麦克风 7002可布置在至少一个圆7003上。源7003可布置成使得它对应于包括听者的耳朵的位置的圆。
可选地，多个麦克风可布置在包括耳朵的位置的多个圆上，但多个麦克风集中到在人耳所在的地方或在人造头或其它刚性球的情况下耳朵将处于的地方周围的区域。在图71中示出一种布置的例子，其中麦克风7102布置在听者7101所佩戴的耳杯7103上。麦克风7102 可布置在人耳的位置周围的半球上的规则图案中。
用于测量源房间中的音响效果的其它可选的麦克风布置可包括能够直接测量Ambisonic系数的、具有在耳朵位置处的两个麦克风、布置在平面位置上的麦克风或以(准)矩形方式放置在刚性球上的麦克风的人造头。
再次参考上面关于图52-54的描述，用于提供幅值约束与如图72 所示的集成后振铃约束的示例性过程可包括迭代地适应滤波器模块的传递函数(7201)，在适应时将具有等距频率和相等振幅的一组余弦信号输入到滤波器模块中(7202)，使用频率相关开窗函数将滤波器模块所输出的信号加权(7203)，将经滤波和开窗的余弦信号加起来以提供和信号(7204)，以及按比例调整和信号以提供滤波器模块的更新的脉冲响应用于控制K个均衡滤波器模块的传递函数(7205)。
应注意，在上面描述的系统和方法中，滤波器模块和滤波器控制模块都可在车辆中实现，但可选地，只有滤波器模块可在车辆中实现，且滤波器控制模块可在车辆外部。作为另一可选方案，滤波器模块和滤波器控制模块可在车辆外部例如在计算机中实现，且滤波器模块的滤波器系数可被复制到布置在车辆中的阴影滤波器中。此外，自适应可以是一次过程或连续过程，视情况而定。
虽然描述了本发明的各种实施方案，但是对本领域中的普通技术人员应明显，多得多的实施方案和实现在本发明的范围内是可能的。因此，本发明不被限制，除了根据所附权利要求及其等效形式以外。

Claims (18)

1.一种声学多输入多输出系统，具有M个麦克风和K个扬声器其包括：
K≥1个均衡滤波器模块，其布置在输入信号路径的信号路径下游并且被布置在K个扬声器的上游，输入信号路径被提供有输入信号，其中每个滤波器具有可控传递函数，以及
K个滤波器控制模块，其配置成根据自适应控制算法来控制所述均衡滤波器模块的所述传递函数，其特征在于，
K个滤波器控制模块的自适应控制算法是迭代算法，来基于加权的或者未加权的M>1误差信号和使用滤波器矩阵滤波的输入信号路径上的输入信号的乘积的和来获得最小均方解，滤波器矩阵模拟M个麦克风和K个扬声器之间的路径，其中滤波器矩阵在滤波器模块中实现并且输出K×M个滤波的输入信号；其中
所述自适应控制算法包括开窗式幅值约束与集成后振铃约束，幅值约束和后振铃约束是心理听觉约束，其被配置为模拟人耳的心理听觉特性，该系统进一步包括K个组合的幅值约束和后振铃约束的开窗模块，其被配置成提供幅值约束与后振铃约束，幅值约束和后振铃约束的开窗模块被布置在所述K个均衡滤波器模块的上游和K个滤波器控制模块的下游，并且每个误差信号是期望信号与在麦克风对应组处的麦克风信号之间的差；其中所述滤波器控制模块配置成：
迭代地适应相应的K个均衡滤波器模块的所述传递函数，
在适应时将具有等距频率和相等振幅的一组余弦信号输入到所述滤波器模块中，
使用与频率相关的窗口函数将所述滤波器模块所输出的信号加权，
将经滤波和开窗后的余弦信号加起来以提供和信号，以及
按比例调整所述和信号以提供所述K个均衡滤波器模块的更新的脉冲响应用于控制所述K个均衡滤波器模块的所述传递函数。
2.如权利要求1所述的系统，其中所述窗口函数具有随着频率的增加而减小的时间长度。
3.如权利要求1或2所述的系统，其中所述窗口函数具有指数、线性、汉明、汉宁或高斯类型。
4.如权利要求1或2所述的系统，其中所述K个滤波器控制模块配置成将具有起始值和最终值的时间限制函数应用于由所述K个滤波器模块输出的所述信号。
5.如权利要求4所述的系统，其中所述限制函数的所述最终值随着频率的增加而减小。
6.如权利要求4所述的系统，其中所述限制函数的所述最终值根据余弦函数而减小。
7.一种使用M个麦克风和K个扬声器均衡声学多输入多输出系统的方法，其包括：
使用在输入信号路径的信号路径下游中且在K个扬声器的上游的K≥1个可控传递函数来均衡滤波，输入信号路径被提供有输入信号；以及
根据自适应控制算法，使用用于滤波的K个均衡滤波器模块的K个可控传递函数的K个滤波器控制信号来进行控制，其特征在于，
K个滤波器控制模块的自适应控制算法是迭代算法，来基于加权的或者未加权的M>1误差信号和使用滤波器矩阵滤波的输入信号路径上的输入信号的乘积的和来获得最小均方解，滤波器矩阵模拟M个麦克风和K个扬声器之间的路径，其中滤波器矩阵输出K×M个滤波的输入信号，
所述自适应控制算法包括开窗式幅值约束与集成后振铃约束，幅值约束和后振铃约束是心理听觉约束，其被配置为模拟人耳的心理听觉特性，其中幅值约束与集成后振铃约束通过幅值开窗和集成后振铃约束而被提供；幅值约束和后振铃约束的开窗模块被布置在所述K个均衡滤波器模块的上游和K个滤波器控制模块的下游，并且每个误差信号是期望信号与在麦克风对应组处的麦克风信号之间的差；
其中控制包括：
迭代地适应所述滤波器模块的所述传递函数，
在适应时将具有等距频率和相等振幅的一组余弦信号输入到所述滤波器模块中，
使用与频率相关的窗口函数将所述滤波器模块所输出的信号加权，
将经滤波和开窗后的余弦信号加起来以提供和信号，以及
按比例调整所述和信号以提供所述滤波器模块的更新的脉冲响应，用于控制K个均衡滤波器模块的所述传递函数。
8.如权利要求7所述的方法，其中所述窗口函数具有随着频率的增加而减小的时间长度。
9.如权利要求7或8所述的方法，其中所述窗口函数具有指数、线性、汉明、汉宁或高斯类型。
10.如权利要求7或8所述的方法，其中控制还包括将具有起始值和最终值的时间限制函数应用于由所述滤波器模块输出的所述信号。
11.如权利要求10所述的方法，其中所述限制函数的所述最终值随着频率的增加而减小。
12.如权利要求10所述的方法，其中所述限制函数的所述最终值根据余弦函数而减小。
13.一种计算机可读介质，包括执行以下步骤的指令：
使用在输入信号路径的信号路径下游中且在K个扬声器的上游的K≥1个可控传递函数来均衡滤波，输入信号路径被提供有输入信号；以及
根据自适应控制算法，使用用于滤波的K个均衡滤波器模块的K个可控传递函数的K个滤波器控制信号来进行控制，其特征在于，
K个滤波器控制模块的自适应控制算法是迭代算法，来基于加权的或者未加权的M>1误差信号和使用滤波器矩阵滤波的输入信号路径上的输入信号的乘积的和来获得最小均方解，滤波器矩阵模拟M个麦克风和K个扬声器之间的路径，其中滤波器矩阵输出K×M个滤波的输入信号，
所述自适应控制算法包括开窗式幅值约束与集成后振铃约束，幅值约束和后振铃约束是心理听觉约束，其被配置为模拟人耳的心理听觉特性，其中幅值约束与集成后振铃约束由幅值开窗模块和集成后振铃约束提供；幅值约束和后振铃约束的开窗模块被布置在所述K个均衡滤波器模块的上游和K个滤波器控制模块的下游，并且每个误差信号是期望信号与在麦克风对应组处的麦克风信号之间的差；
其中执行控制步骤的指令还包括执行以下步骤的指令：
迭代地适应所述滤波器模块的所述传递函数，
在适应时将具有等距频率和相等振幅的一组余弦信号输入到所述滤波器模块中，
使用与频率相关的窗口函数将所述滤波器模块所输出的信号加权，
将经滤波和开窗后的余弦信号加起来以提供和信号，以及
按比例调整所述和信号以提供所述滤波器模块的更新的脉冲响应，用于控制K个均衡滤波器模块的所述传递函数。
14.如权利要求13所述的计算机可读介质，其中所述窗口函数具有随着频率的增加而减小的时间长度。
15.如权利要求13或14所述的计算机可读介质，其中窗口函数具有指数、线性、汉明、汉宁或高斯类型。
16.如权利要求13或14所述的计算机可读介质，其中控制还包括将具有起始值和最终值的时间限制函数应用于由所述滤波器模块输出的所述信号。
17.如权利要求16所述的计算机可读介质，其中所述限制函数的所述最终值随着频率的增加而减小。
18.如权利要求16所述的计算机可读介质，其中所述限制函数的所述最终值根据余弦函数而减小。
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