CN101296529A - 声音调谐方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于对声音系统进行自动调谐的方法，所述声音系统包括延迟线、均衡滤波器和至少两个扬声器，所述方法包括以下步骤：通过扬声器再现有用声音信号，在至少一个位置处测量声压值，提供用于调谐声音系统的延迟线和均衡滤波器的目标传递函数，所述目标传递函数表示声音系统的所需传递特性，调节延迟线的延迟，以及调节均衡滤波器的幅度响应，使得声音系统的实际传递特性接近目标函数。

Description

声音调谐方法
技术领域
本发明涉及声音调谐方法，并特别涉及用于在机动车辆的客舱中进行自动声音调谐或均衡化的方法。
背景技术
在机动车辆中，特别是在高级豪华轿车中，声音系统典型地非常复杂并且包括位于这种车辆的客舱中的大量不同位置处的多个扬声器，从而为不同的频率范围使用扬声器和扬声器组(例如，亚低音扬声器、低音扬声器、中频扬声器和高频扬声器等)。这样的声音系统由声学专家或声音工程师为相应的车辆类型手动调节或优化，以便获得所需的声音印象。该处理也被称为声音调谐，该声音调谐主要是调谐声音系统，并且是由声学专家或声音工程师主要基于实验值和经过训练的听力主观地执行的。在声音调谐方面使用的信号处理的典型装置是双二阶滤波器(例如高通、带通、低通、全通滤波器)、双线性滤波器、数字延迟线、交迭滤波器(cross-over filter)和用于改变信号的动态范围的装置(例如，压缩器、限幅器、扩展器(expander)、噪声门等)，其中交迭滤波器的截止频率、延迟线和幅度响应的相关参数被调节，使得能够获得相对于谱平衡(音调)和听觉透视(auditoryperspective)而被最优化的声音印象。
这种调谐的焦点是在所有收听位置处，即在客车的客舱中的所有座位位置处，获得尽可能好的声音印象。然而，在该处理中必须改变多个参数，这多个参数不能够彼此独立地调节并且它们的效果相互影响，使得该操作导致了迭代处理，该迭代处理需要高经验度，并且相应地是耗时的且不可避免地使其在很大程度上以执行声音系统调谐的声学专家或声音工程师的主观声音印象为基础来确定。因此，一般需要提供这样一种方法，其至少提供机动车辆中的声音系统的部分自动调谐。
发明内容
根据本发明的一个实施例，具有延迟线、均衡滤波器和至少两个扬声器的声音系统的自动调谐方法包括以下步骤：通过扬声器再现一有用声音信号，在至少一个位置处测量声压值，提供用于调谐声音系统的延迟线和均衡滤波器的目标传递函数，所述目标传递函数表示声音系统的所需传递特性，调节延迟线的延迟，以及调节均衡滤波器的幅度响应，使得声音系统的实际传递特性接近目标函数。
根据本发明的另一实施例，用于对声音系统进行自动调谐的系统包括：提供有用声音信号的信号源；多个自适应滤波器，其中在每个交迭滤波器的下游连接有一个自适应滤波器；多个扬声器，其中在每个自适应滤波器的下游连接有一个扬声器；麦克风，其测量位于第一位置处的声压级并提供表示有用声音信号的麦克风信号；控制单元，其优化自适应滤波器的滤波器系数，使得由有用声音信号和麦克风信号定义的实际传递特性接近表示声音系统的所需传递特性的目标函数。
附图说明
通过参考以下附图和说明书，可以更好地理解本发明。附图中的组件不一定依比例，而是将重点放在说明本发明的原理上。此外，在附图中，同样的附图标记在不同的视图中始终表示相应的部分。
图1示出根据线性设置、延迟设置、滤波器设置和调谐设置的声音系统的脉冲响应的能量衰减曲线的三维视图；
图2是线性设置、延迟设置、滤波器设置和调谐设置的脉冲响应的三维能量衰减曲线的顶视图；
图3是调谐延迟线但不同时调谐交迭滤波器时的脉冲响应的能量衰减曲线的三维视图和顶视图；
图4是示出白噪声的掩蔽阈值随频率的变化的图；
图5是示出取决于窄带噪声的声压级的掩蔽阈值的图；
图6是示出具有临界带宽的窄带噪声的掩蔽阈值的图；
图7是示出正弦音调的掩蔽阈值的图；
图8是同时掩蔽、超前掩蔽和滞后掩蔽的图；
图9是示出响度感觉对测试音调脉冲的持续时间的依赖关系的图；
图10是示出掩蔽阈值对测试音调脉冲的重复率的依赖关系的图；
图11是示出滞后掩蔽的图；
图12是示出滞后掩蔽对掩蔽声(masker)的持续时间的依赖关系的图；
图13是示出通过复合音调的同时掩蔽的图；
图14是示出声音系统发出的正弦脉冲的行为的图；
图15是根据线性设置、延迟设置、滤波器设置和调谐设置的正弦脉冲的声谱图；
图16是从分别与线性设置、延迟设置、滤波器设置和调谐设置相应的大量正弦脉冲确定的传递函数的图；
图17是示出白噪声和滤波的白噪声的掩蔽阈值的图；
图18是示出声音系统的频率响应与利用所谓的Johnston方法确定的频率响应的对比的图；
图19是示出基于利用滤波的和未滤波的白噪声确定的两个掩蔽阈值的差值的根据Johnston方法的均衡化的图；
图20是示出自适应滤波器的基本结构的框图；
图21是具有自适应系统的用于自动调节延迟时间(相位)或均衡化的装置的框图；
图22是示出用于获得作为调谐延迟时间(相位)的基础的目标函数的装置的基本结构的图；
图23是用于调谐延迟时间(相位)或均衡化的目标函数的时间/频率图示；
图24是用于调谐延迟时间(相位)或均衡化的目标函数的波特图；
图25是示出粉红噪声的目标频率响应的图；
图26是用于获得调谐延迟线和滤波器的目标函数的系统的框图；
图27是用于调谐延迟线和滤波器的通用目标函数的时间/频率图示；并且
图28是延迟线和滤波器的联合调谐的目标函数的波特图。
具体实施方式
在本情况中，已经进行了研究以便首先确定当经过训练的声学专家或声音工程师执行调谐时声学参数是如何改变的。选择高级豪华轿车作为测试环境。该车辆的声音系统包括总共10个声道(左前(LF)、右前(FR)、中央(C)、左侧(SL)、右侧(SR)、左后(RL)、右后(RR)、左亚低音扬声器(SubL)、右亚低音扬声器(SubR)、位于车尾行李箱(trunk)中的独立亚低音扬声器(Sub))以及用于每个声道的放大器。调谐是既利用相位调谐又利用频率调谐来执行的，其中相位调谐改变延迟线、全通滤波器和交迭滤波器的参数，频率调谐改变双二阶、双线性滤波器和交迭滤波器的参数。放置在车辆的车尾行李箱中的独立亚低音扬声器是采用低通滤波器和设置在中央位置的音量工作的有源扬声器，所述低通滤波器具有100Hz的截止频率和90°相移。
调谐车辆的声音系统的声音印象，就像在调谐机动车辆中的声音系统时，根据声学专家执行的常规手动操作而按照常规进行的那样，所述常规手动操作重点优化两个前座位置(驾驶员和副驾驶员)，而根据典型操作，此处主要关注驾驶员位置。而且根据该典型操作，在调谐处理期间也考虑后座位置，但是仅考虑到这样的程度：不会对前座位置的听觉印象产生任何负面损害。在调谐期间，关掉在所使用的声音系统中可用的环绕算法(例如，Logic7)并且仅执行纯立体声信号情况的调谐。
在完成手动调谐后，在客舱中的四个位置(左前(驾驶员)、右前(副驾驶员)、左后和右后)处执行总系统的脉冲响应的测量。在该处理期间，在四个步骤中确定总脉冲响应，首先确定未调谐的声音系统的总脉冲响应，然后确定完全调谐的声音系统的总脉冲响应，再确定仅对相位(延迟线)进行了调谐的声音系统的总脉冲响应，再确定仅对声级变化或幅度响应进行了调谐的声音系统的总脉冲响应。然后对这些总脉冲响应进行分析。
存在着对测量的脉冲响应进行分析的多种可能性。因此，例如，存在于时域中的全部脉冲响应可以彼此比较或者这些脉冲响应可以预先经历适合的滤波，然后在时域中彼此比较。而且，所测量的脉冲响应可以变换到频域以便提取并比较静态频率响应(幅度和相位响应)或相关的静态群延迟响应。
另外的可能性在于研究脉冲响应的动态特性并评价这些动态特性，例如借助于能量衰减曲线、相位衰减曲线或者还借助于群延迟衰减曲线。另外的可能性是在研究期间仅专注于脉冲响应的最小相位成分(没有时间偏移的成分)，或者仅考虑脉冲响应的全通成分(all-pass-containing component)(具有依赖于频率的相移的成分)。所述实例仅表示来自于研究变量的可能范围的一部分。
最初，研究的另外的焦点是选择分析方法，其表示脉冲响应的评价和分析的最佳结果的基础。在使用和检查对所测量的脉冲响应进行的多种不同的分析后，已经选择能量衰减曲线作为分析方法。
此外，还通过将单个正弦脉冲用作声音系统的激励信号，并根据心理声学巴克刻度逐步增加其频率，来研究脉冲响应的动态特性。在该方法(所谓的Liberatore方法)中，利用了人耳的心理声学特性，特别是人耳的依赖于频率的积分特性(integrating characteristic)。在该上下文中，用于对心理声学听觉感觉进行建模的起始点是人耳特别是内耳的基本特性。人内耳被包埋在所谓的“颞骨”中并充满不可压缩的淋巴液。内耳呈蜗形(耳蜗)形状，具有大约2.5圈。耳蜗继而由平行管道(即，由基底膜隔开的上管道和下管道)组成。柯替器(organ ofCorti)位于该基底膜上并具有耳朵的感觉细胞。如果基底膜由于声音刺激而振动，则形成所谓的行波，也就是说，没有节点或波腹。以该方式，产生了这样的效果，该效果为听觉过程确定基底膜上的所谓的频率/位置变换(frequency/locus transformation)，该频率/位置变换尤其解释了心理声学掩蔽效果和耳朵独特的频率选择性。
人耳组合落入有限频带内的不同声音刺激(积分功能)。这些频带被称为临界频带或者也被称为临界带宽CB。临界带宽的基础在于，人耳组合与声音所产生的心理声学听觉感觉有关的特定频带中出现的这些声音从而形成结合的听觉感觉。位于同一临界频带内的声音事件彼此之间的影响与不同临界频带中出现的声音之间的影响是不同的。例如，位于同一个临界频带内的具有相同声级的两个音调与它们位于不同临界频带中的情况相比被感觉为更安静。
因为当能量相同并且掩蔽声落入以测试音调的频率为中心频率的频带内时可以听到掩蔽声内的测试音调，所以临界频带的所需带宽可以得到确定。在低频率处，临界频带的带宽为100Hz。在高于500Hz的频率处，临界频带具有的带宽为相应的临界频带的中心频率的大约20％(Zwicker，E.；Fastl，H.Psychoacoustics-Facts and Models，2ndEdition，Springer-Verlag，Berlin/Heidelberg/New York，1999)。
通过在整个听觉范围上排列所有临界频带，就获得了面向听觉的(hearing-oriented)非线性频率刻度，其被称作单位为巴克的临界频带比率刻度(音调)。其表示频率轴的变形后的定标(distorted scaling)，使得临界频带在任意点都具有恰好1巴克的相同宽度。频率和临界频带比率刻度的非线性关系源自于基底膜上的频率/位置变换。临界频带比率刻度函数由Zwicker基于掩蔽阈值和响度研究以表格形式规定(Zwicker，E.；Fastl，H.Psychoacoustics-Facts and Models，2nd Edition，Springer Verlag，Berlin/Heidelberg/New York，1999)。人们发现正好24个临界频带可以排列在0到16kHz的听觉频带中，使得相关的临界频带比率刻度为0到24巴克。
对于上述Liberatore方法的应用，这意味着利用正弦脉冲对声音系统进行的激励在大约20Hz开始，并在各情况下被相应地增加，之后跟随着暂停。在这之后，将正弦脉冲与待分析的各个脉冲响应卷积，结果，再次获得了类似于能量衰减曲线的结果，其允许对机动车辆的客舱中的声音系统的行为进行进一步透析。
首先示出借助上述能量衰减曲线获得的结果，即，示出被研究的豪华轿车的在四个步骤中测量的总脉冲响应的结果：未调谐的声音系统的总脉冲响应，完全调谐的声音系统的总脉冲响应，仅对相位(延迟线、交迭滤波器)进行了调谐的声音系统的总脉冲响应，以及仅由声学专家或声音工程师对声级变化或幅度响应(双二阶滤波器、双线性滤波器)进行了手动调谐的声音系统的总脉冲响应。这些能量衰减曲线被表示在图1的三维视图中。
图1中所示的曲线仅处于高达f＝2kHz的频率范围内，因为这表示与待研究的听觉透视和音调的声音感觉有关的音频范围的决定性部分区域(determining part-area)。三维图示关于时间的范围被限制为大约t＝280ms，因为可以假定在此时间后，脉冲所激励的声音系统的任何信号都已经在车辆的内部空间中衰减到这样的程度：脉冲响应不再对待研究的听觉透视和音调的声音感觉提供任何贡献。
图1包括确定的能量衰减曲线(EDC)的四个三维图示。在所有四个图示中，Y轴以ms为单位表示在提供相应的正弦脉冲后的时间，X轴表示在该时刻在每种情况中测量的声级，而Z轴表示各个正弦脉冲的频率，在这些图示中频率是沿着Z轴从高频朝向低频绘出的。而且，用H标记的区域表示高测量声级，而用L标记的区域表示低测量声级。从高声级(H)到低声级(L)的过渡由T1和T2标识。图1中左上图示出最初没有被调谐的车辆声音系统的能量衰减曲线，下面也称为线性设置。图1中右上图示出仅对相位(延迟线、交迭滤波器)进行了调谐的车辆声音系统的能量衰减曲线，所使用的调节在下面也被称为延迟设置。图1中左下图示出在另外的步骤中分别对声级变化或幅度响应(双二阶滤波器、双线性滤波器)另外进行了调谐的车辆声音系统的能量衰减曲线，所使用的调节在下面也被称为滤波器设置。图1中右下图最终示出用上述迭代方法完全调谐的车辆声音系统的能量衰减曲线，该迭代处理包括交替返回到双二阶和双线性滤波器的步骤以及延迟线和交迭滤波器的步骤，以便实现声音系统的最终调节。在该处理期间所使用的调节在下面也被称为调谐设置。
从最初没有被调谐的声音系统的内部车辆空间中的脉冲响应的能量衰减曲线(从位于左上部的图1)中可以看到，在许多频带中直达声展现出强波动，并且回响(reverberation)长且能量充沛。声音系统的调谐通常从调谐交迭滤波器和延迟线开始。根据经验，这表示声音系统的调谐过程中最冗长和困难的工作。在已经调节了交迭滤波器和延迟线以调节车辆中的声音系统的相位后，在该情况中测量脉冲响应，其能量衰减曲线在右上部示出(延迟设置)。可以清楚地看到，有经验的声学专家手动执行的延迟调谐(相位调节)主要是最小化了回响，以接近听觉透视和音调的所需的声音印象。
图1中左下部所示的曲线是以下情况的声音系统的能量衰减曲线：在另外的非迭代步骤中，除了交迭滤波器和延迟线之外，还手动调谐均衡滤波器(双二阶和双线性滤波器)(滤波器设置)。可以看到，幅度响应的良好均衡化导致了由于车辆空间的室内声学的共振而越来越多地出现的各个单独的空间模式的减少，并且导致了直达声的一定程度的平滑，这因此基本上改善了音调。
作为图1中的最后一个图示，位于右下部的图像示出完全调谐的车辆的能量衰减曲线(调谐设置)。在该情况中，现在在调谐声音系统的组件的过程中使用上述迭代操作，也就是说，尤其是重复交替地调谐双二阶和双线性滤波器，以及延迟线和交迭滤波器，以便在关于听觉透视和音调的所需声音效果方面实现声音系统的最终调节。在本上下文中，从图1中位于右下部的图示中可以看到，现在所做的调节导致了相位调谐和幅度调谐的结果之间的一种折衷。一方面，回响不再如同纯延迟调谐(相位)中那样被抑制得一样多，另一方面，某些空间模式与纯滤波器调谐(幅度响应)情况相比再次被强化得稍微多了一点。
为了示出相互关系，在图2中选择声音系统的三维脉冲响应的顶视图作为另一种图示，因为声音系统调谐的另外的特征可以从这种图示中更好地看到。在根据图2的所有图示中，X轴以Hz表示正弦脉冲的频率，y轴表示正弦脉冲的提供结束后的时间。而且，用H标记的区域再次表示高测量声级，而以L显示的区域表示低测量声级。从高声级(H)到低声级(L)的过渡由T1和T2标识。图2再次包括在以下情况的研究中使用的声音系统的测量的脉冲响应的能量衰减曲线的图示：未调谐的声音系统(线性设置，左上)，对相位进行了调谐的声音系统(延迟设置，右上)，另外对幅度响应进行了调谐的声音系统(滤波器设置，左下)，以及用迭代方法完全调谐的声音系统(调谐设置，右下)。
从图2可以看到，在位于右上部的图像中，例如，即使很好地执行了延迟调谐(相位)，其对低频处的回响时间也不具有任何影响或者仅具有非常小的影响，并且回响持续时间从低频向高频近似呈指数地下降。而且，从图2的这种图示中可以很容易地看到，与未调谐的车辆声音系统(位于图2左上部的图像)相比，幅度响应的均衡化(图2中位于左下部的图像)如何能够分别明显地减小或抑制各个单独的空间模式。而且，可以看到，类似于图1中的图示，由于在车辆的完全和迭代地调谐的声音系统中相位和幅度响应的最优调节之间的折衷，某些空间模式再次被强化得更多，并且与仅对交迭滤波器和延迟线进行了相位调谐(延迟设置)的情况相比，回响在中心频带中部分变得更强。
根据声学专家在机动车辆中的声音系统的调谐方面的经验而已知的是，幅度响应的良好均衡化主要改善音调，并且良好的延迟调谐主要改善听觉透视。幅度响应调谐的定性影响从开始起就已经预期是这样，即，平滑整个传递函数以及减少某些特别突出的空间模式。然而，在该形式中还未知的基本结果是由延迟调谐和幅度响应的均衡化的相互影响表示的。
因此，从该研究中可以看到，例如，用于优化相位的延迟调谐同时导致了所测量的客舱中的激励能量的位移，这表示在延迟调谐的同时暗中执行了幅度响应的均衡化。在许多情况中，这可以作为声音印象的改善而出现并因此是可取的，但是相反，在其它情况下是作为声音印象的恶化而出现的，并因此是不可取的。而且，所测量的脉冲响应的能量关于频率的这种位移会导致之前没有出现过的某些新的空间模式被激励，但同时也会削弱之前更突出的其它空间模式。
除了前述的可取效果之外，借助参数滤波器均衡化幅度响应会导致某些负面并因此是不希望有的结果，因为用于调谐所需的幅度响应的这些滤波器同时具有相位响应，该相位响应在调谐处理中是不可控制的，并且对之前借助延迟线执行的相位调谐具有负面影响，并因此导致回响能量的增加，或者相应地导致听觉透视的减小。然而，同时，研究表明，在非常低的频率处的长回响时间显然对空间感没有任何负面影响，因为非常长的回响时间仍然存在于相关的频率范围内，并且即使在最优地执行了相位或延迟调谐后也是如此。
根据所进行的研究的分析，可以得出，在声音系统的调谐中，幅度响应应该仅在延迟调谐已经完全结束后均衡化，因为延迟调谐对空间模式的频率中的激励的位移有贡献，并且因此会导致进一步改变整个合成的总均衡的调节。幅度响应的调谐因此应该专门应用于在延迟调谐后保留的空间模式，并用于均衡化扬声器和扬声器设备(loudspeaker installation)的频率响应。
还可取的是，用零相位或线性相位滤波器执行幅度响应的调谐，使得之前获得的相位调谐的结果以及因此由调谐的声音系统再现的音频信号的空间图像和声场定位(staging)保持不受影响。然而，同时，零相位滤波器仅可以在谱域中实现。线性相位滤波器可以是这样类型的滤波器，即，假定对声音系统的所有声道进行轴向对称的调谐，则产生恒定的相位偏移。这使得可以实现幅度响应的均衡化不会对相位调谐有任何不可取的影响，并因此可以分别考虑。这显著简化了整个调谐处理，因为以该方式进行处理消除了相位和幅度调谐之间的相互依赖或相互影响。相位调谐是仅通过组合如所述研究中的交迭滤波器和延迟线的调谐来实现的。
另外，如果作为延迟线的替代或作为对这些的补充，向执行声音系统调谐的声学专家提供调节频率上的任意相移的可能性(可调节群延迟)，则可获得进一步改善的结果。这使得可以获得好得多的回响抑制，并因此获得尤其是低频范围中的更好的声场定位，并且已经通过调谐延迟线而获得的结果可以进一步得到改善。
为了另外研究交迭滤波器对回响抑制的影响，除了图1和2中所示的测量之外，还执行仅调谐延迟线的测量，也就是说，不同时调谐交迭滤波器。相关的测量结果在图3中示出并非常清楚地示出交迭滤波器对相位调谐的影响。
图3再次在左手侧的图示中示出类似于图1的对正弦脉冲测量的能量衰减曲线的三维视图，并在右手侧的图示中示出类似于图2的图示的该三维图示的顶视图。与图1和2中位于右上部的相应图示比较，图3中的图示很容易地示出在没有同时调谐交迭滤波器的情况下，回响在某些频率范围内被部分地显著地增加。这表明只有交迭滤波器和延迟线的调谐的组合才会导致回响能量的显著减少。剩下需要澄清的是，它们的联合调谐导致回响能量的显著减少的起因主要是以下两者中的哪一个：交迭滤波器的相位响应，或者它们对相应扬声器的选择性影响。
用于均衡化幅度响应的滤波器的相位响应的影响已经从图1和2中的相应图示中得知，并在与交迭滤波器调谐的影响相似的数量级内变动。从根据图3而示出的研究结果可以清楚地看出，交迭滤波器的正确设置对于良好的调谐结果(特别是对于形成良好的听觉透视)具有巨大的重要性。
在本上下文中，产生了这样的问题，即为什么声学事件的空间感或定位如此强烈地依赖于回响时间或回响能量减小的形式。该问题可以借助所谓的Haas效应来解释。Haas确定：尤其是第一次反射会导致空间感的改善，也会导致对空间感的损害，这取决于这些反射在何时以及以什么幅度到达待检查的位置。根据Haas的研究结果，无论何时第一次反射非常早地(在直达声后的大约10-20ms)到达并且还具有高幅度，则获得差的空间感。
两个条件通常都会在机动车辆的客舱中遇到。这就是在车辆中空间感始终很差的原因，并且仅在能量充沛的第一次反射尽可能早地衰减或这些反射被非常大地衰减时才会得到改善。这种所需的对反射的衰减是借助相位调谐来执行的，因为表示声音系统的声学信号源的各个单独的扬声器可以被延迟，使得声音事件的总和在相关位置处按需要的方式叠加，即仅导致轻微回响的方式。
在该上下文中，还产生了这样的问题，即为什么在低频范围中很高并朝向高频减少的回响时间对空间感没有如何明显的负面影响。该问题可以借助我们的耳朵的生理学知识(特别是内耳的基底膜的工作)来回答。基底膜的一端附着到耳鼓并在耳蜗内卷起来。基底膜的厚度从耳鼓开始减小。在附着到耳鼓的基底膜的厚端，行波形式的高频引起基底膜振动，并且越接近基底膜的薄端，则由越低的频率引起振动。频率在基底膜上的分布对应于上面示出的巴克刻度。
如果通过声音刺激经由耳鼓来刺激基底膜，则会机械地引起基底膜在沿着它的长度的不同位置处以与声音刺激的频率成分相对应的行波形式振动。一旦振动已经被激励，就会在(靠近耳鼓的)较厚的前端快速衰减，并在基底膜的较薄的后端相对缓慢地衰减。该衰减过程导致在该过程期间另外到达基底膜的振动区域的声音刺激，在它们涉及同一基底膜区域并在某个声级以下时，就会不被感觉到(并且因此在例如调谐声音系统期间不需要考虑它)。该效应被记述在心理声学中并被称为掩蔽。
众多研究已经表明，可以为每个人耳确定掩蔽效应(参见例如Moore，B.C.J.：An Introduction to the Psychology of Hearing，Academic，London，1992 and Zwicker，E.：Psychoacoustics，Springer Verlag，BerlinHeidelberg，1990)。与其它心理声学感觉相比，个体差异几乎不明显并且可忽略，使得一般有效的心理声学掩蔽模型可以得到。在本情况中，应用掩蔽的心理声学特征来实现例如空间模式或回响的必要减少的有意义的规范，而无需不必要地增加相关的技术开支来按需调谐声音系统。而且，这些掩蔽效应也特别用来确定至少部分地自动调谐声音系统所必需的参数。
在掩蔽的心理声学效应中，应区分两种基本形式的掩蔽，它们会导致掩蔽阈值的不同变化。这两种掩蔽是频域中的同时掩蔽和时域中的时间掩蔽。另外，这两种类型的掩蔽的混合形式会出现在信号诸如环境噪声或音乐中。
在同时掩蔽情况中，掩蔽声音和有用信号同时出现。为了研究该效应，将测试信号和掩蔽噪声提供给不同年龄和性别的不同测试对象。如果掩蔽声的形状、带宽、幅度和/或频率以这样的方式改变，即使得常常是正弦的测试信号刚好变得能听到，则同时掩蔽的掩蔽阈值可以在可听范围的整个带宽(即基本上为20Hz和20kHz之间的频率)上确定。
图4示出利用白噪声的正弦测试音调的掩蔽。该图显示出刚好被声强为lWN的白噪声掩蔽的测试音调的声强对其频率的依赖关系，其中能听度的阈值以虚线示出。被白噪声掩蔽时的正弦音调的掩蔽阈值如下获得：在500Hz以下，正弦音调的掩蔽阈值比白噪声的声强高近似17dB。从500Hz开始，掩蔽阈值每十进位上升近似10dB，或者每倍频程(与频率的双倍相对应)上升近似3dB。
掩蔽阈值的频率依赖性是从耳朵在不同中心频率的不同临界带宽(CB)获得的。因为落入临界频带的声强被组合在察觉到的听觉感觉中，所以对于具有与频率无关的声级的白噪声，在较宽的临界频带的高频处会获得较高的总强度。因此，声音的响度，即感觉到的声强也增加并导致增加的掩蔽阈值。这意味着纯物理量诸如掩蔽声的声压级不足以对掩蔽的心理声学效应进行建模，也就是说，为了从测量量诸如声级和强度得到掩蔽阈值或掩蔽，必须使用心理声学量诸如响度N。掩蔽声音的谱分布和随时间的变化也在本上下文中起重要作用，这根据下面的陈述也将变得明显。
如果为窄带掩蔽声(诸如正弦音调、窄带噪声或具有临界宽带的噪声)确定掩蔽阈值，则可以发现与能听度的阈值相比，合成谱掩蔽阈值在掩蔽声自身不具有任何谱成分的区域中也被增加。所使用的窄带噪声是具有临界带宽的噪声，其声级被称为LCB。
图5示出通过作为掩蔽声的中心频率fc为1kHz的临界带宽的噪声和多种声级测量的正弦音调的掩蔽阈值对声级为LT的测试音调的频率fT的依赖关系。如图4所示，可听度的阈值以虚线示出。从图5中可以看到，在每种情况中，当掩蔽声的声级提高20dB时，掩蔽阈值的峰值也升高20dB，并且因此线性依赖于具有临界带宽的掩蔽噪声的声级LCB。测量的掩蔽阈值的下边缘，也就是在小于中心频率fc的低频方向上延伸的掩蔽，具有大约100dB/倍频程的陡度，其与掩蔽声的声级LCB无关。
在掩蔽阈值的上边缘，仅对于低于40dB的掩蔽声声级LCB获得了该大陡度。随着掩蔽声的声级LCB变大，掩蔽阈值的上边缘变得越来越平坦并且在LCB为100dB处陡度大约为-25dB/倍频程。这意味着相对于掩蔽声的中心频率fc在较高频率方向上延伸的掩蔽延伸得远超出掩蔽声音存在于其中的频带。对于具有临界带宽的窄带噪声，在除了1kHz以外的其它中心频率处，耳朵以与相似的方式工作。掩蔽阈值的上边缘和下边缘的边缘陡度几乎与掩蔽声的中心频率无关，如从图6中看到的那样。
图6示出来自具有临界带宽的窄带噪声的掩蔽声的掩蔽阈值，所述具有临界带宽的窄带噪声的声级LCB为60dB，并且具有三个不同的中心频率250Hz、1kHz和4kHz。中心频率为250Hz的掩蔽声的下边缘的陡度的明显更平坦的走向(course)，是由于过渡到在该低频处已经处于较高声级的能听度的阈值引起的。如图所示的效应也包括在掩蔽的心理声学模型的实现中。能听度的阈值再次在图6中以虚线示出。如果正弦测试音调由频率为1kHz的另一正弦音调掩蔽，则获得如图7所示的掩蔽阈值对测试音调的频率和掩蔽声的声级LM的依赖关系。如上所述，上边缘的所谓的散开(fanning-out)对掩蔽声的声级的依赖性可以清楚地看到，然而掩蔽阈值的下边缘几乎与频率和声级无关。对于上边缘陡度，获得了大约-100到-25dB/倍频程的对掩蔽声的声级的依赖性，并且对于下边缘陡度，获得了大约-100dB/倍频程。
在掩蔽音调的声级LM和掩蔽阈值LT的峰值之间，获得了大约12dB的差值，该差值明显大于利用作为掩蔽声的具有临界带宽的噪声获得的差值。这是由于以下事实：与噪声和作为测试音调的正弦音调的情况相反，掩蔽声和相同频率的测试音调的两个正弦音调的强度被相加，并因此导致更早地感觉，也就是说，在测试音调的更低声级处。另外，额外的音调诸如也会导致增加的感觉能力或减小的掩蔽的拍音(beat)，通过同时提供两个正弦音调而产生。
除了所述的同时掩蔽之外，还存在着另一心理声学掩蔽效应，所谓的时间掩蔽。在两种类型的时间掩蔽之间做出区分。超前掩蔽表示掩蔽效应出现在甚至掩蔽声被开通之前的时间中的情形。滞后掩蔽是在掩蔽声被关断后，掩蔽阈值没有立即降到能听度的阈值的效应。超前掩蔽和滞后掩蔽在图8中概略地示出，并且将在下面结合声音脉冲的掩蔽效应更详细地说明。
为了确定时间超前掩蔽和滞后掩蔽的效果，必须使用短持续时间的测试音调脉冲以便实现掩蔽效果的相应时间分辨率。能听度的阈值和掩蔽阈值都取决于测试音调的持续时间。而且，两个不同效果是已知的。它们是响度感觉对测试脉冲的持续时间的依赖性(参见图9)和短音调脉冲的重复率和响度感觉之间的关系(参见图10)。与200ms持续时间的脉冲的声级相比，20ms持续时间的脉冲的声级必须增加10dB，以便触发相同的声强感觉。对于高于200ms持续时间的脉冲，音调脉冲的响度与其持续时间无关。持续时间大于约200ms的过程表示人耳的稳态过程。声音的时间结构的可用心理声学证实的效果在这些声音短于约200ms时出现。
图9示出测试音调脉冲的察觉对其持续时间的依赖关系。点线表示频率fT＝200Hz，1kHz和4kHz的测试音调脉冲的能听度的阈值TQ对它们的持续时间的依赖关系，这些能听度的阈值对于小于200ms的测试音调的持续时间，以大约10dB每十进位的速度上升。该行为与测试音调的频率无关，测试音调的不同频率fT的走向的绝对位置反映了在这些不同频率处的能听度的不同阈值。
连续线表示当测试音调分别被声级LUMN为40dB和60dB的均匀掩蔽噪声掩蔽时的掩蔽阈值。均匀掩蔽噪声被定义成这样：其在整个听觉范围(也就是说，在从0到24巴克的所有临界频带)内具有恒定的掩蔽阈值，这意味着所示的掩蔽阈值的变化与测试音调的频率fT无关。就像能听度的阈值TQ，对于小于200ms的测试音调的持续时间，掩蔽阈值也以大约10dB每十进位的速度上升。
图10示出掩蔽阈值对频率为3kHz并且持续时间为3ms的测试音调脉冲的重复率的依赖关系。掩蔽声再次是矩形调制(例如被周期性地开通和关断)的均匀掩蔽噪声。所研究的均匀掩蔽噪声的调制频率是5Hz、20Hz和100Hz。测试音调被设置有等于均匀掩蔽噪声的调制频率的重复率，在执行测试的过程中相应地改变测试音调脉冲的时间位置，以便获得调制噪声的依赖于时间的掩蔽阈值。
沿着图10的横坐标，示出测试音调脉冲的位移，其中将时间归一化到掩蔽声的持续时间TM，并且纵坐标示出在所确定的掩蔽阈值处测试音调脉冲的声级。点划线表示测试音调脉冲的掩蔽阈值作为未调制掩蔽声(也就是说，被连续提供并具有相同特性的掩蔽声)的参考点。在图10中可以再次清楚地看到，与超前掩蔽的边缘陡度相比，滞后掩蔽具有较小的边缘陡度。在矩形调制的掩蔽声已经被开通后，从掩蔽阈值中产生短暂的峰值。该效应被称为超程(overshoot)。与稳态均匀掩蔽噪声的掩蔽阈值相比，掩蔽声的暂停中的调制的均匀掩蔽噪声的掩蔽阈值声级的最大减小ΔL，随着均匀掩蔽噪声的调制频率的增加而减小，例如，测试音调脉冲的掩蔽阈值随时间的变化可以下降得越来越小，直到下降到由能听度的阈值预定的最小值。
从图10中可以再次看到，在掩蔽声被开通之前，掩蔽声已经完全掩蔽了测试音调脉冲。如上面已经提到的那样，该效应被称为超前掩蔽，并且是由于这样的事实：与更安静的音调相比，响亮的音调，例如具有高声级的音调，在时间上被耳朵更快地处理。超前掩蔽效应比滞后掩蔽效应不明显得多，并且因此常常在心理声学模型的应用中被忽略，以便简化相应的算法。在掩蔽声已经被关断后，听觉阈值不会立即降到能听度的阈值，而是仅在约200ms的时间后达到该阈值。该效应可以用内耳的基底膜上的行波的缓慢衰减来解释。在本研究和从该研究发展的方法的情况中，这意味着以该方式掩蔽的声音事件，尽管它们物理地存在于音频信号中，但是就它们的声音效果而言不会对声音环境的感觉到的听觉透视和音调有任何贡献。另外，掩蔽声的带宽也对滞后掩蔽的持续时间有直接影响。在每个独立的临界频带中，落入该临界频带中的掩蔽声的成分产生对应于图11和图12的滞后掩蔽。
图11示出作为测试音调的具有20μs持续时间的高斯脉冲的掩蔽阈值的声级变化LT，所述高斯脉冲在持续时间为500ms的白噪声的矩形掩蔽声结束后的td时提供，白噪声的声级LWR包括三个声级40dB、60dB和80dB。白噪声的掩蔽声的滞后掩蔽可被测量，而没有谱影响，因为就人耳的可察觉频率范围而言，20μs短持续时间的高斯测试音调也展现出类似于白噪声的宽带谱分布。
图11中的连续曲线表示通过测量获得的滞后掩蔽的走向，其在与掩蔽声的声级LWR无关的约200ms后，再次达到测试音调的能听度的阈值的值(其对于这里所使用的短测试音调而言约为40dB)。与滞后掩蔽的具有10ms时间常数的指数衰减相对应的曲线在图11中以虚线示出。这样的简单近似仅对掩蔽声的高声级有效，并且绝不表示能听度的阈值附近的滞后掩蔽的走向。
滞后掩蔽取决于掩蔽声的持续时间。在图12中，以点线示出持续时间为5ms并且频率fT＝2kHz的高斯测试音调脉冲的掩蔽阈值，作为矩形调制掩蔽声已经被关断后的延迟时间td的函数，所述矩形调制掩蔽声由声级LGVR＝60dB并且持续时间TM＝5ms的均匀掩蔽噪声组成。连续线是测试音调脉冲和均匀掩蔽噪声具有相同参数的持续时间TM＝200ms的掩蔽声的掩蔽阈值。
为持续时间TM＝200ms的掩蔽声确定的滞后掩蔽与对于具有相同参数并且持续时间TM大于200ms的所有掩蔽声也发现的滞后掩蔽相对应。对于具有相同参数(诸如谱成分和声级)并且具有较短持续时间的掩蔽声，滞后掩蔽的效应被减小，如从持续时间TM＝5ms的掩蔽声的掩蔽阈值的变化中可以看到的那样。在算法和方法中利用心理声学掩蔽效应，诸如掩蔽的心理声学模型，也需要关于在复合、复杂掩蔽声或加性叠加几个单独掩蔽声的情况中将获得什么样的合成掩蔽的知识。
同时掩蔽在大量掩蔽声同时出现时出现。仅仅有少数的实际声音可与纯声(例如正弦音调)比较。例如，乐器的音调，语音信号也通常具有相对大量的谐波。取决于部分音调的声级的组成，合成掩蔽阈值可以非常不同地形成。
图14示出复合音的同时掩蔽，即，利用频率为200Hz的正弦音调的十个谐波的正弦测试音调的同时掩蔽的掩蔽阈值对刺激的频率和声级的依赖关系。所有谐波具有相同的声级，但是统计地分布在它们的相位角中。图13示出两种情况的合成掩蔽阈值，其中每种情况中的部分音调的所有声级分别具有40dB和60dB。基本音调和前四个谐波均在不同的临界频带中被分开。因此，对于掩蔽阈值的峰值，不存在复合音的这些成分的掩蔽成分的加性叠加。
然而，可以清楚地看到由于掩蔽效应的相加而引起的上边缘和下边缘的交叠以及合成的下倾(dip)，该下倾即使在其最低点处仍然清楚地高于能听度的阈值。相反，高次谐波越来越多地位于人耳的临界频带内。在该临界频带中，清楚地存在着各个单独的掩蔽阈值的强烈的加性叠加。结果，同时掩蔽声的相加不能通过将它们的强度相加来计算，而是必须通过将各个单独的特定响度相加来获得，以便描述掩蔽的心理声学模型。
为了形成来自时变信号的声音信号谱的刺激的分布，对于该情况而言是已知的正弦音调的掩蔽阈值的变化，被用作窄带噪声的掩蔽的基础。在核心激励(临界频带内)和边缘激励(临界频带外)之间做出区分。例如，正弦音调或带宽小于临界带宽的窄带噪声的心理声学核心激励等于物理声强。否则，会相应地分布到声音谱所覆盖的临界带宽上。从输入的时变噪声的物理强度密度谱，心理声学激励的分布因此被形成。心理声学激励的分布被称为特性响度(specific loudness)。在复杂声音信号的情况中，合成总响度是听觉范围内所有心理声学激励的特性响度沿着临界频带范围刻度(也就是说在从0到24巴克的范围内)的积分，并且也展现出相应的随时间的变化。从该总响度，掩蔽阈值然后经由响度和掩蔽之间的已知关系而形成，考虑时间效应(也参见图11，滞后掩蔽)，该掩蔽阈值在各个临界频带内的声音结束后大约200ms内衰减到能听度的阈值。
以该方式，本文中所使用的掩蔽的心理声学模型是考虑了上面讨论的掩蔽的某些或所有效应而实现的。从前面的附图和解释可以看到，所提供的声音信号的声级、谱成分和随时间的变化会产生什么样的掩蔽效果，以及如何可以利用这些掩蔽效果来得到必需的参数以便调节声音系统的调谐过程中的物理量。目标是减小开支，例如将回响时间减小到由于掩蔽效应而对人耳而言必需的程度。由于上述的内耳的基底膜的生理学，所述的滞后掩蔽在低频处发生相对长的时间，并朝向更高的频率越来越减少。上面提出的关于回响的不同效果的问题也可以用滞后掩蔽的频率依赖性的心理声学效应回答。在另外的过程中，掩蔽的知识也被用于定义适合于对机动车辆中的声音系统执行至少部分自动调谐的规范。
而且，还研究了音调对调制度的依赖关系。这里调制度是直达声的幅度在频率上的波动。如果调制度小，也就是说，如果频率上的幅度差小，则也仅存在有用信号的很小变色(discoloration)，因此，调度也得以改善，因为经由声音系统提供的声音提供了更加自然的声音印象。如上所述，与此有关的其它发现可以借助根据Liberatore等人的分析方法，从脉冲响应(特别是关于动态行为的脉冲相应)中获得，根据Liberatore等人的分析方法的一些将在下面说明。
图14示出声音系统发出的500Hz固定频率的正弦脉冲随时间的变化。图14包括在以下情况中测量的正弦脉冲的图示：未调谐的声音系统(线性设置，左上)，对相位进行了调谐的声音系统(延迟设置，右上)，另外对幅度响应进行了调谐的声音系统(滤波器设置，左下)，以及以迭代方法完全调谐的声音系统(调谐设置，右下)。每种情况中，根据图14的四个图示的横坐标以ms为单位表示时间，并且在每种情况中，根据图14的四个图示的纵坐标表示以线性表示方式表示测量的幅度。在提供正弦脉冲期间的区域，以及在大约320ms后关断正弦脉冲后(衰减行为)的区域，可以清楚地区分。
从图14中可以看到，在位于右上部的图示中，与线性调谐相比，延迟调谐主要将响应特性和衰减特性改善到这样的程度：使得按照需要的那样，衰减特性是渐近的并且几乎不再有较高的频率成分。另外，与线性调谐(图14中的左上图)相比，响应特性中不再看到超程。在线性调谐中正弦脉冲开始后不久的这种超程是由于这样的事实导致的：首先出现直达声，然后第一次反射导致破坏性干扰(部分消失)。结果，在正弦脉冲开始后不久，幅度非常快速地降到比最大可能值低的值。
与线性调谐相比，根据图14左下图的幅度响应的调谐导致在正弦脉冲的稳态安定态(steady-state settled state)期间调制度的减小。与根据图14右上图的延迟调谐后的结果相反，响应和衰减特性相比于根据图14左上图的线性调谐仅被可忽略地改善。在声音系统的完全迭代调谐后，可以再次看到前面讨论的延迟调谐(相位)和幅度响应调谐(均衡化)之间的非理想的折衷。与线性调谐(图14左上图)相比，调制度明显减小，但是响应和衰减特性几乎没有改善或仅被适度地改善。
图15示出声谱图随时间的变化，所述声谱图是通过对根据图14的正弦脉冲随时间的变化进行相应分析获得的。图15包括由以下情况下的声音系统再现并且在车辆内部空间中测量的正弦脉冲的声谱图的图示：未调谐的声音系统(线性设置，左上)，对相位进行了调谐的声音系统(延迟设置，右上)，另外对幅度响应进行了调谐的声音系统(滤波器设置，左下)，以及以迭代方法完全调谐的声音系统(调谐设置，右下)。时间再次沿着根据图15的所有四个图示的横坐标以ms为单位绘出，并且根据图15的四个图示的纵坐标以线性定标方式以Hz为单位表示频率。区域HL表示高测量声压级(参见约320ms时间的500Hz的明显的幅度)，并且区域LL再次表示低测量声压级。
在这种图示中仅能不充分地看到之前讨论的调制度，但相位调谐(延迟设置)的影响可以非常清楚地看到。如从图15中位于右上部(延迟设置)的均匀声级变化可以看到的那样，除了非常明显的500Hz的基本频率之外，与线性调谐(图15中左上图)相比，相位调谐导致正弦脉冲的谱中的频率成分的非常均匀的分布。这意味着，与线性调谐不同，在延迟调谐后，在任何考虑的频率范围中没有出现显著的峰值，而所述显著的峰值指示强调制度。考虑了心理声学的发现后，还发现如果在执行均衡化时参考正弦脉冲的随时间变化的峰值，而不是参考它们的稳态最终值或它们的绝对平均值，则是有利的。
图16示出所研究的声音系统的传递函数，其在每种情况中都是以500个正弦脉冲确定的，这些正弦脉冲在所测量的频率范围上分布，并且测量的频率范围被再次限制于为听觉透视和音调的听觉感觉确定的区域(在本情况中为高达稍高于2kHz)。在图16的图示中，所用的正弦脉冲的频率在每种情况中沿横坐标以对数表示方式绘出，并且在测量点确定的以dB为单位表示的相关幅度沿纵坐标绘出。而且，在该测量系列(measurement series)中对测量的幅度执行三种不同的估算以便获得在图16的四个示图中的每种情况中示出的三个传递函数。它们是在所提供的正弦脉冲的持续时间上形成的正弦脉冲的绝对平均值(参见脉冲平均值，图16中的LL曲线)，所提供的正弦脉冲的上述峰值(参见脉冲峰值，图16中的HL曲线)，以及在正弦脉冲已经被关断后25ms时确定的相应声级值(参见25ms后的脉冲衰减值，图16中的曲线TL)。对于平均值的计算，使用脉冲的整个长度，约320ms。25ms后的脉冲衰减值表示由正弦脉冲激励的声音系统此时的衰减行为的度量。图16再次包括由以下情况下的声音系统再现并且在车辆内部空间中测量的正弦脉冲的传递函数的图示：未调谐的声音系统(线性设置，左上)，对相位进行了调谐的声音系统(延迟设置，右上)，另外对幅度响应进行了调谐的声音系统(滤波器设置，左下)，以及以迭代方法完全调谐的声音系统(调谐设置，右下)。在每种情况中，根据图16的四个图示的横坐标以对数标度方式以Hz为单位表示正弦脉冲的频率，并且根据图16的四个图示的纵坐标以dB为单位表示每种情况中测量的声级。
如从图16中可以看到的那样，在每种情况中，所提供的正弦脉冲的测量的峰值的曲线(参见脉冲峰值，图16中的曲线HL)和在正弦脉冲已经被关断后25ms时确定的声级值的曲线(参见25ms后的脉冲衰减值，图16中的曲线TL)，都比在所提供的正弦脉冲的持续时间上形成的正弦脉冲的绝对平均值曲线(参见脉冲平均值，图16中的曲线LL)和在正弦脉冲已经被关断后25ms时确定的声级值的曲线，在声音系统调谐的所有四个变型中展现出了更相似的随频率的变化。因此，在每种情况中形成25ms后的脉冲衰减值和脉冲峰值(正弦脉冲的峰值)的差值。特别使用这些响应形成差值的主要原因是基于以下事实：峰值以及衰减响应在更大程度上对应于扬声器的过渡行为，并且在更小程度上对应于特定空间的特性，并且因此可以更精确地彼此比较。各个合成结果在图16中由曲线ML示出(参见图16中的峰值与衰减的差值)。图16中的黑直线表示作为基准点的-12dB的差值。
在图16的左下图中，即具有纯滤波器设置的声音系统(对幅度响应进行了调谐的声音系统)的脉冲响应中，从脉冲平均值曲线、脉冲峰值曲线以及25ms后的脉冲衰减值曲线中可以看到，对于所检查的车辆内部空间中的均衡化，目标函数应该具有什么样的定性变化。由声学专家执行的机动车辆中的声音系统的均衡化相对于频率响应决不是平坦的，而是在低频区域中展现出超程，其随着频率的增加而变得越来越小。在上图中的实例中，在大约f＝500Hz处发生到平坦曲线的过渡。以该方式，所获得的测量结果指示出例如在自动调谐方法中幅度响应是如何被均衡化的，以便考虑该均衡化的心理声学特征，而这些心理声学特征当然已经在声音系统的手动调谐期间由声学专家通过实现听觉透视和音调方面的最优听觉印象而暗中引入。
除了以这样的方式估算幅度响应之外，该方式使得在声音系统的调谐过程中仅得到心理声学相关的变化，还有另一种选项来从测量的脉冲响应中提取或得到用于均衡化声音系统的心理声学相关的特征。例如，根据Johnston的心理声学模型可用来从中推断必要的均衡化。Johnston模型包括四个主要步骤：
1.确定白噪声信号序列的掩蔽阈值；
2.用测量的脉冲响应滤波该白噪声序列；
3.确定滤波的白噪声序列的掩蔽阈值；
4.确定来自步骤1和3的两个掩蔽阈值之间的差值。
白噪声测量信号的声级不是那么重要，但约80dB SPL的典型回放声级将是有益的。
在步骤4中确定的来自步骤1和3的两个掩蔽阈值之间的差值可被看作目标函数，该目标函数是基于心理声学原理得到的并用于调节声音系统的均衡器，因为其基于宽带信号(白噪声)的掩蔽效果。白噪声以良好近似的方式表示例如当通过声音系统提供音乐音频时出现的宽带信号。
图17示出为基准信号确定的模拟的掩蔽阈值(未滤波的白噪声，步骤1，用MC1标记的掩蔽曲线)，为在步骤2中利用声音系统的脉冲响应滤波的信号确定(步骤3)的掩蔽阈值(用MC2标记的曲线)，以及以点线表示的能听度阈值的变化(参见上面关于心理声学掩蔽效应的陈述)。频率在图17中沿着横坐标以对数表示方式绘出，并且图17的纵坐标以dB为单位表示所确定的阈值的声级。
图18示出声音系统的初始幅度响应OFR，作为比较，还示出了借助根据Johnston的心理声学方法确定的修正的幅度响应MFR的变化。也就是，表示为“初始幅度频率响应”的曲线示出汽车座舱内部的初始测量的脉冲响应的幅频响应，而表示为“修正的幅频响应”的曲线示出由Johnston掩蔽模型给出的其相应的绝对掩蔽阈值。频率在图18中沿着横坐标以对数表示方式绘出，并且图18的纵坐标以dB为单位表示声级。
图19示出根据Johnston方法利用已经确定的滤波的和未滤波的白噪声的两个掩蔽阈值的差值获得的均衡化的走向。频率再次沿着图19的横坐标以对数表示方式绘出，图19的纵坐标以dB为单位表示声级。将图17至19一起观察，可以看到用于均衡化声音系统的度量(其也面向听觉感觉的心理声学特征(例如掩蔽阈值))也可以利用Johnston方法确定。
在本研究的过程中，声学专家在执行声音系统的调谐时的另一有趣的操作已经被发现。在他们对声音系统的手动调谐过程中，执行声学专家常常另外地或专门在这些频率处设置用于均衡化的调谐点：在这些频率处，待调谐的空间(在本情况中为车辆内部)在幅度响应中展现出超程，而且还在通常稍微更高的频率处设置用于均衡化的调谐点。这再次可以利用掩蔽的心理声学效应解释。因此，声音事件的掩蔽阈值在朝向高频的方向上比在朝向低频的方向上下降得更浅。因此，与从各个声级超程的中心频率开始朝向低频的方向相比，对于在朝向高频的方向上的例如由待调谐的空间中的共振引起的掩蔽而言，其也会在更大的范围上更显著。因此，用于均衡化的滤波器也应该理想地不具有钟形衰减曲线，而在通常所用的均衡化(EQ)、带通(BP)或带阻(BS)滤波器中通常情况就是这样。因此，推荐使用所谓的伽马(gamma)音调滤波器来进行信号的听觉校正滤波(参见例如B.Moore，B.Glasberg，“Suggested formulae for calculating auditory filterbandwidths and excitation patterns”，Journal of the Acoustical Society ofAmerica，74：750-753，1983；and Roy D.Patterson，John Holds-worth，″AFunctional Model of Neural Activity Patterns and Auditory Images″，Advances in Speech，Hearing and Language Processing，Vol.3，JAI Press，London，1991)。
这些听觉校正伽马音调滤波器被用来模拟人内耳的基底膜对声音事件的响应。考虑上述的频域中的掩蔽效应，我们就获得了关于伽马音调滤波器的临界带宽(CB)或临界频带(参见巴克刻度)，所述临界带宽(CB)或临界频带也被称为等效矩形带宽(ERB)。这些听觉校正滤波器的分布密度是通过这样的函数来描述的：该函数在高达500Hz的范围内基本上为线性，然后朝向更高频率为对数形式(参见巴克刻度)。ERB带宽可以作为单位为Hz的中心频率fc的函数来计算：
ERB＝24.7+0.108·fc
由伽马音调滤波器形成的滤波器组中的滤波器是基于可由下式表示的所谓的伽马音调函数：
g(t)＝atn-1.e-2πb(fc)t·cos(27πfct+Φ)
其中atn-1代表脉冲响应的起始值，b(fc)代表中心频率fc处的以Hz为单位表示的带宽ERB，并且Φ代表相位。
上面概述的研究旨在如何能从有经验的声学专家和声学工程师在调谐机动车辆中的声音系统时所做的工作中得到客观的标准和有能够被自动执行的可能性的操作。结果，已经发现：在改变用于调谐声音系统的参数时的特定顺序被发现是有用的，即，按照交迭滤波器、延迟线(相位)和幅度响应的均衡化的顺序进行调谐。另外，已经发现：不同的依赖于频率的衰减时间常数(诸如可从能量衰减曲线中看到的衰减时间常数)可以提供关于所执行的调谐的声学质量的信息。而且，不同相位响应对直达声和直达声结束后的依赖于频率的衰减行为这二者的影响是通过所执行的测量和分析展示的。
基于所发现的结果，幅度响应的调谐利用零相位或线性相位滤波器执行，使得之前实现的相位调谐的结果，并且因此使得通过调谐的声音系统再现的音频信号的空间成像(spatial imaging)和声场定位保持独立并不受随后的幅度响应调谐的影响。在下面的研究中，已经检查了使用线性相位滤波器来均衡化幅度响应是否真地改善了声学成像。在该上下文中，FIR滤波器典型地被用作线性相位滤波器。FIR滤波器具有有限的脉冲响应并以离散时间步工作，这些离散时间步通常由模拟信号的采样频率确定。N阶FIR滤波器通过下面的微分方程描述：
Y ( n ) = b o * x ( n ) + b 1 * x ( n - 1 ) + b 2 * x ( n - 2 ) + . . . + b N * x ( n - N ) = Σ i = o N b i * x ( n - i )
其中y(n)是时刻n时的输出值，并且是根据以最后N个采样的输入值x(n-N)到x(n)的滤波器系数bi加权的总和来计算的。所需的传递函数是通过规定滤波器系数bi实现的。
为了评估利用线性相位滤波器执行的均衡化对声学和声音效果有什么样的影响，利用传统双二阶滤波器执行的均衡化(其也以非故意的方式影响相位)，在以传统方式调谐的声音系统(按照交迭滤波器、相位延迟线、幅度响应均衡器的顺序)中，被线性相位均衡化替换，而线性相位均衡化使调谐的相位不改变并且仅按需要修正幅度响应。通过听觉测试确定的该测试的结果相当清楚地表明，就声音效果的空间分辨率而言，利用线性相位滤波器执行的均衡化优于典型地利用双二阶滤波器执行的传统均衡化。
在由一群将自己评级为非讲究音质者的没有经过特别声学训练的测试对象执行的A/B试听比较(A/B comparison)中，也可以毫无问题地感觉到差别，也就是说，借助线性相位滤波器调谐幅度响应的声音系统的声音效果被判断为比基于传统双二阶滤波器的幅度调谐更受肯定。为了紧记这些研究的可比较性，必需注意这样的事实：在每种情况中执行的均衡化精确地导致相同的幅度响应，并且如上所述必须假定利用双二阶滤波器执行的均衡化中的相位影响导致声学极位置(poleposition)和零位(null)的一定位移，并且该特性被声学专家在调谐声音系统时直觉地考虑。
由此可以得出结论：独立于利用线性相位滤波器调谐相位后进行的A/B试听比较的边界条件而执行的均衡化，可以部分地导致幅度响应中的其它结果，并且大概会导致在所获得的声音效果方面的更好结果。然而，仅当使用了这样的实时调谐工具时才可以最终判定该假定，所述实时调谐工具使得这样的均衡化能够以充分的表示精度和充分的输出声道数目得到执行。
在研究过程中，产生了这样的问题：在相位调谐以及交迭滤波器和延迟线之间的相关的相互作用中，在交迭滤波器的设计中具有最大的重要性的主要是频率选择效应、相位响应还是这两个标准一起。为了研究线性相位交迭滤波器对声学声音效果的影响，除了用于均衡化幅度响应的滤波器之外，原来按常规借助级联双二阶滤波器执行的所有交迭滤波器在下面也被线性相位FIR滤波器替换。这旨在发现是它们的频率选择效应与它们相应的相位响应的结合导致了空间成像的改善，还是这两个特性中仅一个对空间分辨率的增加负责。
不同于初始假定的那样，已经发现：与最小相位交迭滤波器(例如双二阶滤波器)的配置相比，交迭滤波器的线性相位实施例也可以实现听觉测试中的声学声音效果的改善。同时，这意味着传统交迭滤波器(例如双二阶滤波器)的“不可控制的”相位响应导致了机动车辆内的声音系统的声音效果的声学破坏，即使该正面效果在该情况中比在均衡化幅度响应时传统滤波器被线性相位滤波器替换的情况中更小。
声音相同调谐方面的当前实践是由逐步调节代表的，其中首先调节声音系统的交迭滤波器，然后调节延迟线，接着调节用于实际均衡化幅度响应的滤波器。为了实现所需的结果，在手动调谐处理中必需在每个阶段的调节后各个单独的阶段之间再三地迭代以便为特定车辆或其声音系统以及客舱的声学特性实现最优声音效果。该迭代处理是困难的且耗时长并需要高度的经验和耐力。
所示的研究揭示出，需要迭代的主要原因是，在传统调谐中，双二阶滤波器仍然用在交迭滤波器的调节中，并用于均衡化幅度响应。然而，利用这种滤波器，不仅在调谐声音系统时改变的幅度响应，而且整个相位响应，都以非故意的方式受到影响，而这带来的结果是，已经通过调节延迟线而曾被发现的整个系统的相位调节再次发生了改变。
在通常用在机动车辆应用场合的多声道声音系统中，这导致不同的干扰，这些不同的干扰除了改变音调外，还改变声音的定位和空间印象，也就是说，所提供的音频信号(诸如音乐)的听觉透视。作为这些不同干扰的结果，声音系统的整个传递函数的某些声学极和零位被移位，由此，调节中的新改变不可避免地变得必需，而这些新改变由于相位的改变而再次移动声学极位置和零位。这解释了声音系统的传统调谐方法必须被迭代执行的原因。
如果在声音系统的放大器的滤波器设计中完全避免使用双二阶滤波器，而是使用相同长度的零相位或线性相位滤波器，则各个阶段的声音系统的调谐会简单得多。结果，相位响应的调节一旦被发现，就不会由于调谐这些滤波器而再次改变，并且调谐的各个单独的阶段之间的不希望有的相互作用不会发生。
以该方式，交迭滤波器，延迟线，和用于均衡化幅度响应的滤波器可以彼此独立地调谐。调谐声音系统所必须的迭代次数保持很小，其结果是，声音调谐得到了相当大的简化。总之，以该方式甚至可以在声学声音效果方面实现更进一步的改善，这可以通过A/B试听比较中相应的听觉测试验证。
一种自动调节声音系统中的交迭滤波器的方式是：例如，优化总谐波失真(THD)，以便保持谐波失真尽可能地低，并最大化声音系统的音频信号再现的声压。另外，应注意这样的事实：用作交迭滤波器的滤波器的斜率或滤波器阶数由于有限的DSP功率而在约1阶到4阶的受限的滤波器阶数范围内变动。
自动调节交迭滤波器的操作如下：
1.对声音系统的各个单独的声道测量频率上的谐波失真。
2.将针对收听位置一起播放的扬声器分组(例如，对于左前收听位置，将例如高频、中心频率和低音扬声器分配给该收听位置)。
3.定义适当的频率范围，在该频率范围内交迭滤波器的截止频率可以变化，其中一组中两个扬声器的最大可允许谐波失真可用作阈值，所述两个扬声器的频率响应交叠。
4.在之前定义的范围内改变交迭滤波器的截止频率并改变交迭滤波器的滤波器斜率(滤波器阶数)，以便实现声音系统的再现的声学声压级的最大化。
根据上面规定的顺序接着发生的延迟线的自动调谐(其用于建立声音系统的相位响应)，将在下面讨论。在多种已知的用于均衡化声音系统的自动算法中很难被考虑或甚至根本无法考虑的一个方面是声道延迟的自动调节。在过去，延迟线的延迟时间常常为车辆内不同的座位位置(具体为驾驶员或副驾驶员)设置，并且在多数情况中可以在这些单独的预设置之间选择。在本情况中，通过比较，延迟线的延迟时间，就像属于对称布置的扬声器的均衡化和交迭滤波器的延迟时间那样，如果可能，通常多半被对称地调谐以便实现在车辆的整个内部空间中被优化的声学效果。良好的延迟调谐主要是通过以下事实分辨的：声学效果变得更立体，变得与扬声器分离，并且声场(stage)和声场上的仪器的定位(声场定位)变得更明显。
从上述研究中已经发现，能量衰减曲线(EDC)适合于评估所执行的声音系统的延迟调谐的质量。该研究也表明，基于该能量衰减曲线，可在声学效果的空间图像在时间/频率图中的变化展现出指数下降时推断声学效果的良好空间图像(听觉透视)。而且，本研究表明，必须为声音系统的这样的声音成分实现回响的最高可能的减少，这些声音成分的声级高于该指数下降曲线的掩蔽阈值，以便实现声音效果的最优听觉透视。
所执行的研究的另外的结果是，在良好听觉透视的范围内可允许的回响是依赖于频率的，并且该回响的持续时间必须随频率的增加而减小，以便实现这样的声音系统的声音效果，该声音效果被感觉为是受肯定的。上面已经示出，被确定并且将通过自动操作实现的能量衰减曲线的这些变化是基于人耳的心理声学掩蔽效果，特别是基于时间的滞后掩蔽效果。自动调谐方法仅处理各个单独的延迟的调节，以便实现所需的EDC形状，其优选地具有指数形状，如之前所述。
有多种心理声学模型能够模拟人耳的该时间行为。这些模型之一再次是上面讨论的伽马音调滤波器组。如果将要产生通过声音系统的自动调谐而实现的考虑了人耳的心理声学特性的目标函数，则伽马音调滤波器组的完全分析和合成单元的脉冲响应被记录并用作用于系统识别的自适应滤波器的目标函数。未知系统的所需响应或传递函数可通过使用自适应滤波器用递归法以足够的精度近似。自适应滤波器被理解为是这样的数字滤波器，其借助数字信号处理器(DSP)上的算法实现，并根据预定算法使它们的滤波器系数适应于输入信号。
图20示出自适应滤波器的原理。“未知系统”被假定为是线性失真系统，其传递函数是所需的。为了发现其传递函数，自适应系统与该未知系统并联连接。基准信号r(i)被未知系统失真。自适应滤波器的输出f(i)从该基准信号中被减去并因此产生误差信号e(i)。滤波器系数典型地是使用LMS(最小均方)方法或从该方法派生的专门的LMS方法通过迭代调节的，使得误差e(i)变得尽可能的小，其结果是f(i)近似r(i)。通过该手段，使未知系统并且因此使其传递函数也得到近似。
均衡器的自动调谐例如按照上面规定的顺序发生。在机动车辆的客舱的声音系统中，合成幅度响应应该被匹配到随频率的增加而下降(也就是说，具有一定的低通特性)的目标曲线。该目标频率响应也可用作用于系统识别的自适应滤波器的目标函数，或者其也可以用作上述伽马音调滤波器组的加权函数，其结果是，用于调谐相位(延迟线)和均衡化幅度响应的目标规范可以任选地彼此组合。
图21是用于对机动车辆的客舱内的声音系统进行自动调谐的装置的框图。图21中的装置包括发生音频信号x[n]的信号源和大量交迭滤波器(X-over滤波器)X1(z)至XL(z)，用于调谐相位或均衡化声音系统的幅度响应的同样大数目的自适应滤波器W1(z)至WL(z)(延迟或EQ滤波器)，以及同样大数目的扬声器1至L。图21的装置也包括大量麦克风1至M，同样大数目的加法元件和同样大数目的加权因子a1至aM。而且，该装置包括对信号源的信号进行自适应滤波的目标函数和使用于调谐相位或均衡化声音系统的幅度响应的多个自适应滤波器W1(z)至WL(z)(延迟和EQ滤波器)的系数得到自适应的功能单元(更新(例如MELMS))。
根据图21，信号源的宽带输出信号x[n]初始由多个交迭滤波器X1(z)至XL(z)分成窄带信号，这些窄带信号被提供给同样多数目的在每种情况中相关的自适应滤波器W1(z)至WL(z)。在该装置中，交迭滤波器X1(z)后面是自适应滤波器W1(z)，交迭滤波器X2(z)后面是自适应滤波器W2(z)，如此类推直到自适应滤波器WL(z)后面是交迭滤波器XL(z)。如在本研究中可以发现的那样，在调谐机动车辆的客舱中的声音系统的各个单独的组件的顺序中作为第一步的交迭滤波器的自动调谐，已经在上面描述。由多个交迭滤波器X1(z)至XL(z)和同样大数目的在每种情况中相关的自适应滤波器W1(z)至WL(z)滤波的部分信号被提供给扬声器，根据图21，这些扬声器以相应的方式连接到多个扬声器1至L的下游。
而且，由声音系统的扬声器1至L输送到空间中(在该情况中被输送到机动车辆的客舱中)并由空间传递函数修正的声学信号，由单个麦克风1至M拾取并在每种情况中被转换为电信号d1[n]至dM[n]。在该装置中，麦克风1至M中的每个单独的麦克风接收来自所有多个扬声器1至M的声学信号。从麦克风1至M中的每个单独的麦克风的角度看，这导致用于将扬声器1至L的声学信号传输到该单独的麦克风的L个空间传递函数H(z)，也就是说，总共M*L个空间传递函数H(z)。多个扬声器1至L与多个麦克风1至M之间的这些空间传递函数被总称为H1m(z)，其中1表示多个扬声器1至L中的各个扬声器，而m表示多个麦克风1至M中的各个麦克风，在它们之间存在传递函数H1m(z)。因此，例如，H21(z)表示从扬声器2至麦克风1的声学信号的路径的空间传递函数，而例如H1m(z)表示从扬声器1至麦克风M的声学信号的路径的空间传递函数。
根据接收并由空间传递函数H1m(z)修正的多个扬声器1至L的所有L个声学信号的总和，多个麦克风1至M中的每个麦克风形成电信号dm[n]。因此，例如，麦克风2形成通过多个扬声器1至L的被接收的声学信号的叠加而形成的电输出信号d2[n]，该情况中扬声器1的声学信号被空间传递函数H12(z)修正，扬声器2的声学信号被空间传递函数H22(z)修正，如此类推，直到扬声器L，其声学信号被空间传递函数HL2(z)修正。
而且，根据图21，信号y[n]是由信号源的信号x[n]经由预定目标函数形成的。根据图21，信号x[n]经由预定目标函数形成的该信号y[n]在每种情况中在单个处理路径中经由该处理路径中的加法元件，从多个麦克风1至M的输出信号中减去。从麦克风1的信号d1[n]中减去信号y[n]产生信号e1[n](e1[n]＝d1[n]-y[n])，从麦克风2的信号d2[n]中减去信号y[n]产生信号e2[n](e2[n]＝d2[n]-y[n])，如此类推，直到信号eM[n]，其通过从麦克风M的信号dm[n]中减去信号y[n]形成(eM[n]＝dM[n]-y[n])。如上所示，这对应于自适应滤波器中的典型操作，信号e1[n]至eM[n]也被称为误差信号，并被用在进一步的过程中以在接下来的操作步骤中相应地改变自适应滤波器的滤波器系数，以便在有限的一系列步骤后理想地获得值为零的误差信号。
根据图21，在本情况中，信号e1[n]至eM[n]在每种情况中还用相应的并且是可调节的因子a1至aM加权，其结果是误差信号e1[n]至eM[n]针对自适应滤波而被加权，由此，可以为机动车辆的客舱中的各个收听位置或分配给该收听位置的麦克风规定预定目标函数将被近似的精度。此后，根据图21，借助另外的加法元件，误差信号e1[n]至eM[n]被加到一起，这会产生误差信号e[n]，其同样宽带信号，作为自适应滤波的输入变量。根据图21，通过将这些误差信号e[n]与信号源的信号x[n]进行比较，自适应滤波器w1(z)至WL(z)的滤波器系数经由功能块更新(例如MELMS)，例如借助多级误差最小均方算法而被递归地改变，直到误差函数e[n]被最小化。这对应于自适应滤波器的典型应用并由于之前的自适应滤波而导致与所需的预定目标函数相对应的空间(在该情况中为机动车辆的客舱)的传递特性。
图21中所示的框图示出如何可以根据本发明，基于人耳的心理声学特性，利用自适应方法和目标函数，例如借助MELMS(多级误差最下均方)算法来解决具有L个扬声器和M个麦克风的声音系统的一般情况。假定自适应“离线地(offline)”发生，因为通常之前测量的来自汽车座舱的空间脉冲响应被预处理，例如借助平滑算法。执行空间脉冲响应的这种平滑以便防止最终产生的用于均衡化声音系统的滤波器展现出不希望有的极值(extreme)或无法获得的特性，诸如出现具有高质量或极高增益的非常窄的频带。
在所需的座位位置处执行这样的测量也是有利的，这些测量根据图21中的图示是借助麦克风1至M执行的，不是在每种情况中在每个座位或收听位置利用单个麦克风，而是对于每个座位位置使用位于不同安装位置的几个麦克风，以便从这些麦克风中随后为该收听位置获得脉冲响应的空间平均。在这方面，基于各个单独的测量来执行空间平均还是在记录空间脉冲响应时直接执行空间平均并不重要。在后者的情况中，空间脉冲响应的记录可以例如通过使用复用(multiplexed)麦克风阵列来执行，所述复用麦克风阵列连续并周期性地在阵列的各个单独的麦克风之间切换。在这两种情况中，都实现了空间平均，这表示用于均衡化的滤波器的鲁棒性设计的前提。
另外，因子a1至aM可用于对自适应滤波的目标函数进行加权，由此，可以为机动车辆的客舱内的各个收听位置规定目标函数的近似精确度。原则上，初始以这样的方式执行收听位置的加权是适当的，该方式通常被声学专家在声音系统的手动调谐处理中选择，即更多地强调前排收听位置并相应地减小客舱中的后排收听位置的加权。原则上，根据图21的装置提供了加权的任意组合并检查其声音效果的可能性。关于相关的效果，如果声音系统的调谐可以根据本发明以自动方式执行，则具有极大优势，其结果是，收听位置上的多种加权分布的声音印象可以有效地得到研究。
图22示出在相位的自动调谐和/或利用听觉校正伽马音调滤波器的幅度响应的均衡化方面，为自适应滤波确定目标函数的操作。图22包括发生用于测量脉冲响应的相位的Dirac脉冲x[n]的发生器，用于进行分析(听觉校正滤波)的伽马音调滤波器组(其由N＝100个伽马音调滤波器组成，这些伽马音调滤波器以相应的等效矩形带宽(ERB)分布在所考虑的频率范围上)，以及用于合成脉冲响应的伽马音调滤波器组(其也由N＝100个伽马音调滤波器组成，这些伽马音调滤波器以相应的等效矩形带宽(ERB)分布在所考虑的频率范围上)。
图23示出通过根据上述本发明实施例的听觉校正方法获得的目标函数的时间/频率特性的示例性结果，时间沿着图23中的图示的横坐标绘出的，并且图23中的图示的纵坐标表示频率。所获得的高声级再次是以浅灰色绘出并用标记HL标记，而低声级以深灰色绘出并用标记LL标记。从高声级到低声级的过渡可以通过从较亮灰度到较暗灰度的过渡而看到并用标记T1和T2标记。可以看到，通过伽马音调滤波器组的心理声学模型获得的时间/频率特性导致非常均匀的从高声级到低声级的过渡，其中低频处的典型的较慢的衰减也可以通过根据图1的测量结果而看到。
图24在声级(图24中的上图)和相位(图24中的下图)的变化方面，示出来自图23的目标函数的波特图。在两个图示中，频率都沿横坐标以对数标度方式绘出，并且图24中的上图的纵坐标以dB为单位表示声级，而图24中的下图的纵坐标表示相位。从图24中可以看到，在分析和合成阶段之间还没有引入用于均衡化幅度响应的明确的目标频率响应，也就是说，该目标函数仅包括用于调谐相位(延迟线)的目标函数。可在图24中的高频处看到的幅度响应与理想零线的偏离(图24中的上图)，可以通过用于进行分析和合成的伽马音调滤波器的受限数目来解释，并且在进一步的过程中不会特别考虑，因为通常不认为它们对于整个收听印象而言有干扰。
如上所述，根据图21的装置的自适应滤波器也可以任选地用于不仅确定声音系统的相位响应的目标函数，而且同时考虑用于均衡化幅度响应的目标函数的边界条件。然后这会导致根据图21的用于自适应滤波的通用目标函数。为了产生这样的通用目标函数，首先必须确定用于均衡化幅度响应的目标函数。
使用所谓的粉红噪声来描述机动车辆内的幅度响应的目标函数，代表了用于该目的的典型方法。粉红噪声被用于评估扬声器的声音强度。与白噪声相反，在朝向更高频率的方向上，粉红噪声的声级以3dB/倍频程的速度下降。这样的噪声信号的能含量因此在每个倍频程上都是恒定的，并且因此在一级近似中考虑了人耳的依赖于频率的行为(临界带宽和响度的形成，参见上文)。
图25示出机动车辆应用中的用于幅度响应(粉红噪声)的自适应滤波的目标函数，再次以波特图示出。图25示出声级的变化(图25中的上图)和相位的变化(图25中的下图)。在两个图示中，频率沿着横坐标以对数标度方式绘出，并且图25中的上图的纵坐标以dB为单位表示声级，图25中的下图的纵坐标表示相位。
如果图25中示出的幅度响应的目标函数(也就是说，如图26中所示的相应的伽马音调滤波器组)被插入在分析单元和合成单元之间，则下文中示出的根据图21的自适应滤波的新目标函数得以获得，其现在包括用于调谐相位(延迟线)和均衡化幅度响应的联合目标函数(jointtarget function)。图26表示通过将用于均衡化幅度响应的目标函数插入在分析单元和合成单元之间而得到的图22的扩展。
相应地，获得了图27中示出的通过根据图21的自适应滤波来调谐声音系统的联合目标函数。图27示出目标函数的时间/频率特性，时间沿着图27中的图示的横坐标绘出，并且图27中的图示的纵坐标表示频率。
图28在声级(图28中的上图)和相位(图28中的下图)的变化方面，示出来自图27的目标函数的波特图。在这两个图示中，频率沿着横坐标以对数标度方式绘出，并且图28中的上图的纵坐标以dB为单位表示声级，图28中的下图的纵坐标表示相位。从图28中可以看到，现在也考虑了目标频率响应以均衡化幅度响应，也就是说，根据图28的目标函数现在包括用于调谐相位(延迟线)和调谐幅度响应的均衡化联合目标函数。这在来自图24和28的两个上图(声级随频率的变化)的比较中变得特别清楚，其示出在研究中发现的幅度响应在低频(≤500Hz)的典型超程，通过将该幅度响应的目标函数加到图28中的延迟调谐(图24)的幅度响应上，该超程可以清楚地看到。
因此，定义了基于人耳的心理声学特征的所有必要的目标函数(诸如谱掩蔽效应和时间掩蔽效应)，它们作为目标规范，是图21中所示的用于调谐声音系统的自动处理的前提。所执行的研究的结果的中间步骤，即使用线性相位滤波器来均衡化幅度响应并为交迭滤波器消除各个调谐步骤相互的相位影响，导致了调谐处理的显著简化，而无需迭代方法。研究结果的该中间步骤也可用来明显简化声学专家和声音工程师对声音系统的手动调谐，假定使用线性相位滤波器(从而避开耗时的迭代操作)。

Claims (33)

1.一种对声音系统进行自动调谐的方法，所述声音系统包括延迟线、均衡滤波器和至少两个扬声器，所述方法包括以下步骤：
通过扬声器再现有用声音信号，
在至少一个位置处测量声压值，
提供用于调谐所述声音系统的所述延迟线和所述均衡滤波器的目标传递函数，所述目标传递函数表示所述声音系统的所需传递特性，
调节所述延迟线的延迟，以及
调节所述均衡滤波器的幅度响应，使得所述声音系统的实际传递特性接近所述目标函数。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述声音系统还包括至少一个交迭滤波器，所述方法包括以下步骤：
调节所述交迭滤波器的截止频率，使得总谐波失真被最小化。
3.如权利要求2所述的方法，其中所述交迭滤波器包括线性相位滤波器。
4.如权利要求1所述的方法，其中所述目标函数包含人耳的心理声学特性。
5.如权利要求2所述的方法，其中线性相位自适应滤波器被用于实现延迟线和均衡滤波器，从而使得能够独立地调节所述均衡滤波器和所述交迭滤波器的延迟和幅度响应而不会产生相互影响。
6.如权利要求5所述的方法，其中所述延迟线的延迟是通过调节所述线性自适应滤波器的相位来实现的。
7.如权利要求6所述的方法，其中所述均衡滤波器的幅度响应是通过调节所述线性自适应滤波器的滤波器系数来执行的。
8.如权利要求1所述的方法，其中所述声压是在多个位置处测量的，从而产生多个声压信号。
9.如权利要求8所述的方法，其中所述多个位置位于收听空间内。
10.如权利要求9所述的方法，其中所述收听空间是机动车辆的客舱。
11.如权利要求8所述的方法，还包括以下步骤：
使用所述目标函数从所述有用声音信号中计算所需的输出信号，以及
通过从所述所需的输出信号中减去测量的声压信号来计算误差信号。
12.如权利要求11所述的方法，还包括以下步骤：
通过计算所述误差信号的加权总和来生成总误差信号，所述误差信号在相加之前与加权因子相乘，以及
调节所述自适应滤波器的相位响应和幅度响应，使得所述总误差信号被最小化。
13.如权利要求12所述的方法，其中多级误差最小均方(MELMS)算法被用来使所述总误差信号最小化。
14.如权利要求1所述的方法，还包括：
计算测量的声压的能量衰减曲线(EDC)以评估相位的调谐或所述延迟线的调谐的质量。
15.如权利要求14所述的方法，其中所述延迟线的延迟被调谐以使声级高于依赖于频率的掩蔽阈值的回响最小化。
16.如权利要求1所述的方法，其中用于对所述声音系统进行调谐的所述目标函数的幅度响应和相位响应是根据听觉校正滤波器组的脉冲响应计算的，所述听觉校正滤波器组包括模拟人耳的频率和时间特性的伽马音调滤波器。
17.如权利要求4所述的方法，其中所述人耳的心理声学特性包括谱和时间掩蔽效应以及人耳的谱分辨率。
18.如权利要求1所述的方法，其中所述延迟线的延迟是在所述均衡滤波器的幅度响应之前调节的。
19.如权利要求2所述的方法，其中所述交迭滤波器的截止频率是在所述延迟线的延迟之前调节的。
20.一种对声音系统进行自动调谐的系统，所述声音系统包括：
提供有用声音信号的信号源，
多个自适应滤波器，其中在每个交迭滤波器的下游连接有一个自适应滤波器，
多个扬声器，其中在每个自适应滤波器的下游连接有一个或多个扬声器，
麦克风，其测量位于第一位置处的声压级并提供表示所述有用声音信号的麦克风信号，
控制单元，其优化所述自适应滤波器的滤波器系数，使得由所述有用声音信号和所述麦克风信号定义的实际传递特性接近目标函数，该目标函数表示所述声音系统的所需传递特性。
21.如权利要求20所述的系统，还包括至少一个交迭滤波器。
22.如权利要求21所述的系统，其中所述控制单元适于调谐所述交迭滤波器的截止频率，使得谐波失真与测量的声压级的比率被最小化。
23.如权利要求20所述的系统，其中所述交迭滤波器是线性相位滤波器。
24.如权利要求20所述的系统，其中所述目标函数包含人耳的声学特性。
25.如权利要求21所述的系统，其中所述自适应滤波器是线性相位滤波器，从而使得能够独立地调节所述均衡滤波器和所述交迭滤波器的相位响应和幅度响应而不会产生相互影响。
26.如权利要求20所述的系统，包括位于收听空间内的不同位置处并提供表示所述有用声音信号的多个麦克风信号的多个麦克风。
27.如权利要求26所述的系统，其中所述收听空间是机动车辆的客舱。
28.如权利要求26所述的系统，其中所述控制单元适于使用所述目标函数从所述有用声音信号中计算所需的输出信号，并适于计算表示测量的声压信号和所述所需的输出信号之间的差值的误差信号。
29.如权利要求28所述的系统，其中所述控制单元还适于通过计算所述误差信号的加权总和来生成总误差信号，并且还适于调节使自适应滤波器的相位响应和幅度响应，使得所述总误差信号被最小化。
30.如权利要求29所述的系统，其中所述控制单元还适于采用多级误差最小均方(MELMS)算法来使所述总误差信号最小化。
31.如权利要求20所述的系统，其中所述控制单元适于计算测量的声压的能量衰减曲线(EDC)，以评估相位的调谐或所述延迟线的调谐的质量。
32.如权利要求31所述的系统，其中所述控制单元适于调谐所述自适应滤波器的相位响应以使声级高于依赖于频率的掩蔽阈值的回响最小化。
33.如权利要求24所述的方法，其中所述人耳的心理声学特性包括谱和时间掩蔽效应以及人耳的谱分辨率。
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