CN104967350A

CN104967350A - 一种高效率h7型单相非隔离并网逆变器

Info

Publication number: CN104967350A
Application number: CN201510430344.0A
Authority: CN
Inventors: 胡存刚; 张云雷; 姚培; 王群京
Original assignee: Anhui University
Current assignee: Anhui University
Priority date: 2015-07-20
Filing date: 2015-07-20
Publication date: 2015-10-07

Abstract

本发明涉及一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，包括七个开关管、滤波模块以及调制电路模块。所述滤波模块连接在开关管S5的源极和交流侧，所述调制电路模块用于生成七个驱动信号以分别控制所述七个开关管的导通和关断。本发明提出的H7型非隔离单相逆变器可以消除共模电压的高频脉动，从而能够有效的抑制漏电流，并且在续流阶段不经过开关损耗较大的体二极管。同时该结构所用的器件较少，成本较低，更易于广泛应用。

Description

一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器

技术领域

本发明涉及电力电子功率变换领域，尤其涉及一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器。

技术背景

近年来，并网逆变器应用于各种不同的场合，从微型逆变器到单相小功率逆变器再到三相中大功率逆变器，衍生出的各种新型拓扑不尽相同，拓扑结构的性能不仅决定着整个系统的发电效率，而且大大影响总体系统的使用寿命和生产成本。为了提高并网逆变器的效率、可靠性、供电质量等性能，各类拓扑结构被相继提出，从最早的H4、H5到H6，新的拓扑结构仍然是各国学者研究的热点之一。在保证低漏电流的基础上提高效率是研究新型拓扑的核心目标。并网逆变器具有把直流电转换成符合市电要求的交流电并接入电网的功能。传统并网系统中常采用输出变压器的隔离型并网逆变器，在电网和直流侧之间产生电气隔离，保证人身安全，同时也可以提供电压匹配和并网电流直流分量抑制，但工频变压器增加了体积、重量和成本，而高频变压器又使控制复杂化，降低了效率。非隔离型并网逆变器以其效率高、体积小、成本低的优势，在中小功率发电领域已成为并网逆变器应用的主流。但是，非隔离型并网逆变器因为没有变压器，也就没有变压器的电气隔离功能，从而带来新的问题，即漏电流问题。漏电流本质为共模电流，其产生原因是直流电源和大地之间存在寄生电容，形成由寄生电容、直流电源和交流滤波器以及电网阻抗组成的共模电流回路。共模电压Uc的变化会在寄生电容上产生较大的共模电流Icm。因为对地漏电流即共模电流的存在，会降低系统效率,损害输出电能质量，增大系统电磁干扰，且对人身造成威胁，形成安全隐患。而且，对地漏电流太大还会造成交流滤波器的饱和，降低滤波效果，同时也可能造成并网逆变器的损坏。因此，对非隔离型即无变压器型并网逆变器，德国VDE-0126-1-1中规定其对地漏电流峰值应小于300mA。若超过此规定范围,漏电流监控单元应在0.3s内将并网逆变器与电网脱离。为抵制非隔离型并网逆变器的漏电流，应尽量使共模电压Uc变化比较小。若能保证共模电压Uc为一定值，则基本上能够消除共模电流Icm,即功率器件采用PWM控制时使得逆变器输出两端分别对直流电源负极端的电压之和为常量，也就是说A点和B点对N点的电压之和满足:Ucm＝(UAN+UBN)/2＝常量,即可消除漏电流Icm的危害。

对于普通全桥并网逆变器，在采用双极性SPWM调制方式时,这种方法具有非常好的共模特性，但却具有相对低的变换效率和较差的并网电能质量。在采用单极性SPWM调制方式时，具有并网电流脉动量小，易于滤波等优点,但却同时产生了高频脉动的共模电压，具有恶劣的共模特性，使其在非隔离型全桥并网逆变器中直接应用受到限制。相关技术中,漏电流的大小与并网逆变器的拓扑结构和调制方法有关，不同的拓扑结构和调制方法对漏电流的影响很大。在普通全桥拓扑的基础上构造新的续流回路，可产生一系列新的拓扑结构，以保证在整个工作过程中共模电压为常量，消除漏电流的危害。因此，研究非隔离型并网逆变器的目的之一就是如何构造新的续流回路，以使逆变器同时具有高的并网电流质量和好的共模特性。基于此，相关技术中提出的H5拓扑，HERIC拓扑，H6型拓扑(附图三)都通过构造新的续流通道将漏电流抑制到很低，但是这些拓扑的续流会经过开关损耗较大性能较差的体二极管，势必会降低效率。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明提出的一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器能够在消除漏电流的危害的同时，通过构建新的续流通道不经过开关损耗较大、性能较差的体二极管从而提高效率。具体技术方案为：

一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，由七个开关管S1-S7、滤波模块以及调制电路模块组成。其中，开关管S1的漏极和开关管S2的漏极相连并连接至直流侧正端，开关管S1的源极和开关管S7的漏极相连并连接到开关管S5的漏极，开关管S7的源极和开关管S2的源极相连并连接到开关管S6的漏极，开关管S5的源极和开关管S3的漏极相连并与交流侧的一端相连，开关管S6的源极和开关管S4的漏极相连并连接到交流侧的另外一端，开关管S3的源极和开关管S4的源极相连并且连接到直流侧的负端。

所述滤波模块连接在开关管S5的源极和交流侧；

所述调制电路模块用于生成七个驱动信号以分别控制所述七个开关管S1-S7的导通和关断，以使所述光伏并网逆变器输出正弦交流并网电流。所述调制电路模块为CPLD控制器，开关管S1、S4的栅极接到由正弦波和三角波比较得出的驱动信号输出端，开关管S2、S3的栅极接到由相位相差180度的正弦波和同一个三角波比较得出的驱动信号输出端；开关管S5栅极接到在交流侧正半周为1，负半周由开关管S2、S3驱动信号经过非运算得到的驱动信号输出端；开关管S6的栅极接到在交流侧正半周由开关管S1、S4驱动信号经过非运算得到，负半周恒为1的驱动信号输出端；开关管S7的栅极接到分别由开关管S5负半周驱动信号和开关管S6正半周驱动信号进行与运算得到的驱动信号输出端。

本发明提出的新型H7型单相非隔离并网逆变器，是在传统的H6型单相非隔离逆变器的基础上，去除二极管续流通道，并且在两个桥臂间嵌入一个新的MOS管S7用来续流。

在每个正弦周期内存在四个工作模态：

工作模态1：交流侧电压正半周时，开关管S5一直导通，以相同信号驱动S1、S4开关，S2、S3常断。S1、S4导通时，输入电流经S1、S5、滤波电感、S4构成回路。

工作模态2：S1、S4关断，S6、S7开通，输入电流经过S5、滤波电感、S6、S7构成回路。

工作模态3：负半周工作时，开关管S6一直导通，以相同信号驱动S2、S3开关，S1、S4常断。S2、S3导通时，输入电流经过S2、S6、滤波电感、S3构成回路。

工作模态4：S2、S3关断，S6、S7导通，电流经过滤波电感S5、S7、S6构成回路。

进一步的，出于对关闭或导通器件所需电压的考虑，所述开关管S1-S7选用N沟道增强型MOSFET。

进一步的，所述开关管S1-S7的漏极和源极都连接一个续流二极管，用于提高开关速度，维持续流，防止关闭电源时反向击穿。

进一步的，所述滤波模块为电感L1、电容C1、电感L2依次串联连接。

进一步的，所述CPLD控制器采用MAX7000S，性能较好，价格相对较低。

显然本发明所提出的H7结构在续流时只经过开关管损耗很小的MOS管S7，不经过传统拓扑性能较差的体二极管，效率得以有效提高。另外，通过消除共模电压的高频脉动，能够有效的抑制漏电流。同时该结构所用的器件较少，成本较低，更易于广泛应用。

附图说明

图1、本发明的主电路结构。

图2、调制电路模块驱动信号。

图3、一个正弦波周期内本发明主电路的四种工作模态。

图4、H6型逆变器的主电路图。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明做进一步的说明。

实施例1、

一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，由七个开关管S1-S7、滤波模块以及调制电路模块组成。所述七个开关管均采用N沟道增强型MOS管。其中，开关管S1的漏极和开关管S2的漏极相连并连接至直流侧正端，开关管S1的源极和开关管S7的漏极相连并连接到开关管S5的漏极，开关管S7的源极和开关管S2的源极相连并连接到开关管S6的漏极，开关管S5的源极和开关管S3的漏极相连并与交流侧的一端相连，开关管S6的源极和开关管S4的漏极相连并连接到交流侧的另外一端，开关管S3的源极和开关管S4的源极相连并且连接到直流侧的负端。所述七个开关管的源极和漏极都接有续流二极管。

所述滤波模块连接在开关管S5的源极和交流侧；所述滤波模块由电感L1、电容C1、电感L2依次串联连接。

所述调制电路模块用于生成七个驱动信号以分别控制所述七个开关管S1-S7的导通和关断，以使所述光伏并网逆变器输出正弦交流并网电流。本实施例中采用MAX7000S作为调制信号发生器，开关管S1、S4的栅极接到由正弦波和三角波比较得出的驱动信号输出端，开关管S2、S3的栅极接到由相位相差180度的正弦波和同一个三角波比较得出的驱动信号输出端；开关管S5栅极接到在交流侧正半周为1，负半周由开关管S2、S3驱动信号经过非运算得到的驱动信号输出端；开关管S6的栅极接到在交流侧正半周由开关管S1、S4驱动信号经过非运算得到，负半周恒为1的驱动信号输出端；开关管S7的栅极接到分别由开关管S5负半周驱动信号和开关管S6正半周驱动信号进行与运算得到的驱动信号输出端。

本发明所提出的H7结构在续流时只经过开关管损耗很小的MOS管S7，不经过传统拓扑性能较差的体二极管，效率得以有效提高。

在抑制漏电流能力方面，工作模态1：开关管S1、S5、S4导通，此时U_AN＝U_DC，U_BN＝0，所以Uc＝(U_AN+U_BN)/2＝U_DC/2。

工作模态2：当S1、S4关断时，S5、S6、S7续流。此时利用关断的S1、S3开关管结电容实现均压，钳位A点对直流地电压为输入电压一半；利用关断的S2、S4开关管结电容实现均压，钳位B点对直流地电压为输入电压一半。此阶段共模电压Uc＝0.5(0.5U_DC+0.5U_DC)＝0.5U_DC。

工作模态3：开关管S2、S6、S3导通，此时U_AN＝0，U_BN＝U_DC，对于共模电压有Uc＝(U_AN+U_BN)/2＝U_DC/2。

工作模态4：当S2、S3关断时，开关管S5、S6、S7续流。此时利用关断的S1、S3开关管结电容实现均压，钳位A点对直流地电压为输入电压一半；利用关断的S2、S4开关管结电容实现均压，钳位B点对直流地电压为输入电压一半；此时U_AN＝U_BN＝0.5U_DC，所以共模电压值为Uc＝(U_AN+U_BN)/2＝U_DC/2。共模电压是个恒定值，所以漏电流可以忽略。

下表为现有H6型逆变器与本发明的技术参数对比。

逆变器方案	并网方式	功率因数	总谐波量	直流分量
					H6型	单相	95.5-97.3％	<3.5％	<输出电流的6％
H7型(本发明)	单相	98.2-99.5％	<2％	<输出电流的4％

Claims

1.一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，其特征在于：由七个开关管S1-S7、滤波模块以及调制电路模块组成；

其中，开关管S1的漏极和开关管S2的漏极相连并连接至直流侧正端，开关管S1的源极和开关管S7的漏极相连并连接到开关管S5的漏极，开关管S7的源极和开关管S2的源极相连并连接到开关管S6的漏极，开关管S5的源极和开关管S3的漏极相连并与交流侧的一端相连，开关管S6的源极和开关管S4的漏极相连并连接到交流侧的另外一端，开关管S3的源极和开关管S4的源极相连并且连接到直流侧的负端；

所述滤波模块连接在开关管S5的源极和交流侧；

所述调制电路模块为CPLD控制器，开关管S1、S4的栅极接到由正弦波和三角波比较得出的驱动信号输出端，开关管S2、S3的栅极接到由相位相差180度的正弦波和同一个三角波比较得出的驱动信号输出端；开关管S5栅极接到在交流侧正半周为1，负半周由开关管S2、S3驱动信号经过非运算得到的驱动信号输出端；开关管S6的栅极接到在交流侧正半周由开关管S1、S4驱动信号经过非运算得到，负半周恒为1的驱动信号输出端；开关管S7的栅极接到分别由开关管S5负半周驱动信号和开关管S6正半周驱动信号进行与运算得到的驱动信号输出端。

2.如权利要求1所述的一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，其特征在于：所述开关管S1-S7采用N沟道增强型MOSFET。

3.如权利要求1所述的一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，其特征在于：所述开关管S1-S7的漏极和源极都连接一个续流二极管。

4.如权利要求1所述的一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，其特征在于：所述滤波模块为电感L1、电容C1、电感L2依次串联连接。

5.如权利要求1所述的一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，其特征在于：所述CPLD控制器采用MAX7000S。