CN104935535A - 一种自适应大调制带宽i/q调制误差数字补偿方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及测试技术领域，具体公开了一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿方法及系统；其方法包括：将基带信号V^o置零；通过包络检测器检测射频输出，得到包络检测值V^e；当该包络检测值V^e为最小值时，计算矢量调制误差的直流偏置参数B；计算调节参数d和f；根据所述调节参数d和f，以及直流偏置参数B，根据以下误差补偿器进行补偿：V^c＝C(V^o+B)；其中，V^c为经误差补偿后的输入矢量，该方案将基带信号发生器、矢量调制器和传输通道一并纳入校准过程，三部分造成的误差同时补偿修正，避免现有技术方案中采取近似补偿造成的误差；该方案采用基带信号预失真的数字方法实现，避免现有方案中模拟器件的带宽限制，实现GHz量级大调制带宽矢量调制误差的高精度补偿修正。

Description

一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿方法及系统

技术领域

本发明涉及测试技术领域，具体涉及一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿方法及系统。

背景技术

近年随着高端复杂电磁信号应用的快速发展，数字调制方式被广泛应用于侦察、通信、导航等各领域。数字调制方式在发射机中的典型机制是利用DSP或者FPGA等数字处理部件产生的I/Q基带信号与载波信号在矢量调制器中完成调制，从而得到用于传输或发射的射频信号。在实际运用过程中，由于矢量调制器以及传输通道的非理想特性，例如I/Q两路信号传输通道的增益不一致、载波泄露和正交度误差等，造成了所产生射频信号的性能恶化，例如镜像杂波明显加强、交调情况严重等。尤其是在较大调制带宽的情况下，同一载波频点，实时带宽内各种性能恶化情况波动起伏加剧。本专利提出了一种基于基带信号预失真的自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿方法，在不占用任何模拟校准电路的条件下，利用自适应参数估计的方法，辨识各频率采样点的补偿参数值，建立二维动态补偿数据列表。从而高精度补偿修正全频段、大调制带宽I/Q矢量调制误差，有效改善矢量调制器引起的各种性能恶化现象。

矢量调制方法的出现，为一系列复杂调制格式信号的应用成为现实。I/Q矢量调制器作为实现矢量调制的关键部件，其性能的提升、改进成为各种相关仪器设备攻关的主要工作。尽管如此，目前主流I/Q矢量调制器的调制误差仍然很明显，不容忽视。如图1所示，矢量调制器电路示意图。

从图1可以看出，矢量调制电路主要由传输通道和矢量调制器两部分组成。图1中，V_i和V_q分别表示I/Q两路输入基带信号，V^m表示调制输出信号。这里主要考虑3种比较显著的调制误差：即：I/Q两路基带信号传输通道增益不平衡误差(图中增益分别用g_i和g_q表示)、直流偏置分量造成的载波泄漏(图中直流偏置分量分别用a_i和a_q表示)和载波正交度误差

一个经过严谨设计的矢量调制电路，在进行误差修正之前，三种主要的矢量调制误差 的典型值大约是：增益不平衡度2-3％、载波正交度误差2-3°、载波泄漏大约占总量程的2-3％。在此量级误差的影响下，信号镜像噪声抑制仅为30dB左右，造成的交调失真大约是0.3dB。无法满足调制精度要求，必须对基带信号进行误差补偿修正。

目前，比较通用的方法是模拟补偿修正方法。即利用专用模拟电路，在特定的工作条件下，对矢量调制电路进行误差补偿修正。进而将得到的补偿值用于正常工作状态，来实现矢量调制误差的近似补偿。下面介绍此种方法的细节。

图2是矢量调制误差模拟校准方法的示意图，如图2所示，校准补偿回路主要由校准源、传输通道、补偿电路、矢量调制器和补偿控制器等部分组成。主要工作原理介绍如下。首先将输入端切换到校准源模式，设定待校准频率点，然后进行以下三个步骤：

1)利用校准源将IQ两路信号置零，在射频输出端通过包络检测器监测输出电压，根据DSP中的预存校准数据列表，逐一设置补偿电路中的偏置电压补偿参数，遍历所有数据列表后，选择包络检测器输出电压最小的参数取值作为此频率点的直流偏置补偿值。

2)在直流偏置补偿值生效的前提下，利用校准源将IQ两路信号分别设置为(0，1)、(1，0)，与第一步类似，逐一设置衰减器参数，遍历IQ增益平衡补偿预存校准列表数据后，选择IQ两路上述两种取值下输出信号包络电压差值最小的补偿参数取值，作为工作状态下的增益不平衡校准补偿参数值。

3)在前两组校准参数生效的前提下，校准源分别输出(1，0)、(0，1)、(-1，0)、(0，-1)四个值，逐一设置移相器调整参数，遍历正交度误差补偿预存校准列表数据后，选择IQ两路上述四种取值下，输出信号包络电压两两差值均值最小的校准值作为正交度误差校准参数值。

然后，对每个频率采样点进行以上三步校准补偿，从而建立全频段矢量调制误差的校准列表。在正常工作状态下，将输入信号切换到基带信号输入模式，校准源需要持续激励，利用得到的校准列表对矢量调制误差进行近似校准。

该矢量调制误差模拟校准方法至少存在如下问题：

1、上述现有矢量调制误差模拟校准补偿方法需要一系列复杂的模拟电路，包括：校准源、衰减器、偏置电压产生电路和移相器等，工程实现难度大，校准精度受到模拟器件自身精度的限制。

2、通过校准过程建立的补偿参数列表是在校准源单独激励下得到的，正常工作状态下的实际基带信号与校准状态差别较大，只能做到近似校准。

3、由于模拟器件本身性能的限制，模拟校准方法只能由于模拟器件本身性能的限制， 模拟校准方法只能实现调制带宽较窄的矢量调制误差校准补偿。无法满足GHz量级的大调制带宽的情况。

4、模拟校准方法基于预设补偿参数列表，需进行遍历搜索，对资源和时间消耗要求较高，同时受到列表参数步进值的限制，对校准精度影响显著。

发明内容

本发明的目的是突破上述传统校准补偿方法的一系列约束，提供一种基于全数字实现的可以满足GHz量级大调制带宽要求的高效自适应矢量调制误差校准补偿方法及系统。

为达上述目的，一方面，本发明实施例提供了一种独立频点的矢量调制误差补偿方法，包括：

将基带信号V^o置零；

通过包络检测器检测射频输出，得到包络检测值V^e；

当该包络检测值V^e为最小值时，计算矢量调制误差的直流偏置参数B；

将输入量V^o分别取如下值：

$V_1^o={[0,\mathrm{\Λ}]}^T,V_2^o={[\mathrm{\Λ},0]}^T,V_3^o{=[\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2},V_4^o={[-\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2};$

分别通过包络检测器检测射频输出，得到对应的包络检测值：

当时，计算调节参数d和f；其中，“；”表示当误差小于既定范围即可停止搜索；

根据所述调节参数d和f，以及直流偏置参数B，根据以下误差补偿器进行补偿：

V^c＝C(V^o+B)；

其中，V^c为经误差补偿后的输入矢量，为 $V^c={[V_i^c,V_q^c]}^T;C=\left[\begin{array}{cc}1& d\\ 0& f\end{array}\right].$

另一方面，本发明实施例提供了一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿系统，包括输入通道和矢量调制器，还包括：补偿控制器和误差补偿器；

所述补偿控制器，用于通过包络检测器检测射频输出，以得到包络检测值V^e；还用于通过数字信号处理器DSP计算得到直流偏置参数B、调节参数d和f，并反馈到所述误差补偿器；

所述误差补偿器，用于根据V^c＝C(V^o+B)进行补偿； 

其中，V^c为经误差补偿后的输入矢量，为 $V^c={[V_i^c,V_q^c]}^T;C=\left[\begin{array}{cc}1& d\\ 0& f\end{array}\right].$

上述技术方案具有如下有益效果：

1、本发明提供的矢量调制误差补偿方法完全采用基带信号预失真的数字方法实现。避免使用任何模拟校准电路，突破模拟电路自身性能指标的束缚。

2、采取闭环自适应参数估计方法，通过迭代搜索的方式，得到校准参数估计值。避免预设校准表的遍历搜索，提高校准效率。

3、将基带信号发生器、矢量调制器和传输通道一并纳入校准过程。将三部分造成的误差同时补偿修正，避免现有技术方案中采取近似补偿造成的误差。

4、实现GHz量级大调制带宽矢量调制误差的高精度补偿修正。突破现有技术方案模拟器件自身的带宽束缚。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有矢量调制器电路示意图；

图2是现有矢量调制误差模拟校准方法的示意图；

图3是本发明实施例一的一种独立频点的矢量调制误差补偿方法的流程图；

图4是本发明实施例三的一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿系统的结构图；

图5是本发明平移窗口式频率点采样示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

图3是本发明实施例一的一种独立频点的矢量调制误差补偿方法的流程图。如图3所示，包括如下步骤：

步骤301，将基带信号V^o置零；

步骤302，通过包络检测器检测射频输出，得到包络检测值V^e；

步骤303，当该包络检测值V^e为最小值时，计算矢量调制误差的直流偏置参数B；

步骤304，计算调节参数d和f；

将输入量V^o分别取如下值：

$V_1^o={[0,\mathrm{\Λ}]}^T,V_2^o={[\mathrm{\Λ},0]}^T,V_3^o{=[\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2},V_4^o={[-\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2};$

分别通过包络检测器检测射频输出，得到对应的包络检测值：

当以及时之间的误差小于既定范围时停止搜索，并计算调节参数d和f；

步骤305，根据所述调节参数d和f，以及直流偏置参数B，根据以下误差补偿器进行补偿：

V^c＝C(V^o+B)；

其中，V^c为经误差补偿后的输入矢量， $C=\left[\begin{array}{cc}1& d\\ 0& f\end{array}\right].$

其中，计算矢量调制误差的直流偏置参数B，具体包括： 

令V^m＝M(V^c+A)；其中，其中，a_i和a_q是直流偏置分量；g_i和g_q是增益；是载波正交度误差；

结合V^c＝C(V^o+B)可得 $B=\left[\begin{array}{c}{b}_i\\ b_q\end{array}\right]=-A;$

根据 $B=\left[\begin{array}{c}{b}_i\\ b_q\end{array}\right]=-A,$ V^e(B)；G^e||B+A||²+Γ^e，通过最小二乘的方式，计算得到最优估计值 令其中，Γ^e是检波二极管的固有检测偏置，G^e是检波反馈电路增益。

所述当以及时之间的误差小于既定范围时停止搜索，并计算调节参数d和f，具体包括：

将输入量V^o分别取值： 

$V_1^o={[0,\mathrm{\Λ}]}^T,V_2^o={[\mathrm{\Λ},0]}^T,V_3^o{=[\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2},V_4^o={[-\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2};$

得到一组检波反馈取值：

通过调节参数d和f，使实现参数辨识；该式表示当该组检波反馈取值之间的误差小于既定范围时停止搜索；

经级数展开可以得到以下关系式： $\begin{array}{c}{V}_1^o-V_2^o;\mathrm{\Λ}{\mathrm{\ϵ}}_1,\\ V_3^o-V_4^o;\mathrm{\Λ}{\mathrm{\ϵ}}_2,\end{array};$

进而得到： $\begin{array}{c}d(k+1)=d\left(k\right)-\mathrm{\δ}{G}^e\mathrm{\Λ}{\mathrm{\ϵ}}_1,\\ f(k+1)=f\left(k\right)-\mathrm{\δ}{G}^e\mathrm{\Λ}{\mathrm{\ϵ}}_2,\end{array};$ 其中ε₁和ε₂表示可调参数，δ是步进参数；这里δG^eΛ取值数值小的正数。

其中，所述正交相位误差和载波泄漏的补偿参数通过

相互耦合。 

实施例二

图4是本发明实施例二的一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿系统的结构图。如图所示，该系统环路主要由四部分组成，包括：误差补偿器、传输通道、矢量调制器和补偿控制器。其中，传输通道和矢量调制器是调制误差主要的产生部位。概括来讲，以下三种误差影响比较显著，即：I/Q两路基带信号传输通道增益不平衡误差(图中增益分别用g_i和g_q表示)、直流偏置分量造成的载波泄漏(图中直流偏置分量分别用a_i和a_q表示)和载波正交度误差

所述补偿控制器，用于通过包络检测器检测射频输出，以得到包络检测值V^e；还用于通过数字信号处理器DSP计算得到直流偏置参数B、调节参数d和f，并反馈到所述误差补偿器；

所述误差补偿器，用于根据V^c＝C(V^o+B)进行补偿； 

其中，V^c为经误差补偿后的输入矢量，为 $V^c={[V_i^c,V_q^c]}^T;C=\left[\begin{array}{cc}1& d\\ 0& f\end{array}\right].$

实施例三

本实施例提供一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿方法。

本实施例主要考虑3种比较显著的调制误差：即：I/Q两路基带信号传输通道增益不平衡误差(增益分别用g_i和g_q表示)、直流偏置分量造成的载波泄漏(直流偏置分量分别用a_i和a_q表示)和载波正交度误差

本实施例采取的全数字预失真矢量调制误差补偿修正方案细节如下：

首先，给出在一个独立频点的补偿方法。将矢量调制误差的主要产生部位传输通道和矢量调制器看成一个整体，输入矢量可写为：再考虑三种主要误差失真的作用下，输出调制信号包络V^m可写为

V^m＝M(V^c+A)，            (3-1)其中，

为补偿三种误差，达到输出调制信号包络与原始基带信号相等，即V^m＝V^o，可采取以下误差补偿器，

V^c＝C(V^o+B)，            (3-3)其中，

$B=\left[\begin{array}{c}{b}_i\\ b_q\end{array}\right]=-A.---(3-5)$

下面详细给出误差补偿器参数B和C的辨识方法。第一步，直流偏置误差补偿参数B的辨识，这里采取的是最小二乘辨识准则。首先，将基带信号置零，即：V^o＝0。通过调整参数B使包络检测器的检测值V^e取得最小值。由于检波二极管的特性，检测值V^e在最小值附近呈现凸函数性质，可表示为：

V^e(B)；G^e||B+A||²+Γ^e，          (3-6) 

其中，Γ^e是检波二极管的固有检测偏置，G^e是检波反馈电路增益，这两个值均为固定值，不影响参数辨识。接下来，我们合理将B取一组特殊值，计算出相应的一组V^e的取值。进而将此组B和V^e的取值作为已知量，参数A作为未知量，通过最小二乘的方式求的参数A的最优估计值最后，根据的关系，求得参数B的最优估计值即矢量调制误差的直流偏置误差。因为检波电路噪声的影响，这里需要大约8个B的特殊取值，才能得到最终的辨识值。

在确定直流偏置参数的取值之后，接下来做误差补偿器中参数C的辨识。参数C关系到I/Q增益不平衡误差和载波正交度误差的补偿。根据式(3-4)的结构特点，将参数C重新定义为：

其中，d和f表示待辨识参数，ε₁和ε₂表示可调参数。

总体思路是将输入量V^o分别取值： 

$V_1^o={[0,\mathrm{\Λ}]}^T,V_2^o={[\mathrm{\Λ},0]}^T,V_3^o{=[\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2},V_4^o={[-\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}]}^T/\sqrt{2}.$

从而得到一组检波反馈取值：通过调节参数d和f，使实现参数辨识。此处使用“；”，表示当误差小于既定范围即可停止搜索。参数d和f的搜寻方法如下。经级数展开可以得到以下关系式：

$\begin{array}{c}{V}_1^o-V_2^o;\mathrm{\Λ}{\mathrm{\ϵ}}_1,\\ V_3^o-V_4^o;\mathrm{\Λ}{\mathrm{\ϵ}}_2,\end{array}---(3-8)$

进而得到

d(k+1)＝d(k)-δG^eΛε₁，              (3-9) 

f(k+1)＝f(k)-δG^eΛε₂，

其中δ是步进参数。这里δG^eΛ取值数值小的正数，以保证式(3-9)的收敛，根据实际验证，大约需要8次迭代。

上面给出的是在一个独立频点的矢量调制误差补偿修正参数的辨识方法。对于整台仪器全频段的误差补偿，需要建立一个二维动态的补偿参数表。这里需要考虑两个层次的问题，一是频率覆盖范围，二是工作实时带宽，即调制带宽。这两个层次决定了补偿参数表中一维的划分和补偿点取值。例如要求信号频率覆盖范围达到20GHz，同时实时带宽达到1GHz。不同载波频点和工作带宽的组合，所造成的矢量调制误差各异。为满足全频段的高精度调制误差补偿，需根据实际情况，在计算效率和存储空间允许的前提下，尽可能的增加采样频点，扩大补偿参数表。本发明采取平移窗口式频率点采样方法，具体的频率取样点如下图5所示。

其中F₀为微波矢量信号发生器的起始频率，F_M为终止频率(本例中为44GHz)，F_M-X为其中某点的频率。f₀,f₁,L,f_N为载波F_M-X点处在实时带宽范围内的N+1个校准点，B_w为宽带基带信号的最大调制带宽(本例中为1GHz)，f₀＝0,f_N＝B_w。通过以上的频率点取样，结合独立频点的补偿参数辨识方法，可得到一个二维的误差补偿参数表。在实际应用中，根据用户所设载波频点和调制带宽，通过查表和求差值的方法得到实际的补偿参数，实现矢量调制误差补偿修正。

本发明通过上述实施例，可以达到如下有益效果：

1、本发明提供的矢量调制误差补偿方法完全采用基带信号预失真的数字方法实现。避免使用任何模拟校准电路，突破模拟电路自身性能指标的束缚。

2、采取闭环自适应参数估计方法，通过迭代搜索的方式，得到校准参数估计值。避免预设校准表的遍历搜索，提高校准效率。

3、将基带信号发生器、矢量调制器和传输通道一并纳入校准过程。将三部分造成的 误差同时补偿修正，避免现有技术方案中采取近似补偿造成的误差。

4、实现GHz量级大调制带宽矢量调制误差的高精度补偿修正。突破现有技术方案模拟器件自身的带宽束缚。

本领域技术人员还可以了解到本发明实施例列出的各种说明性逻辑块(illustrative logical block)，单元，和步骤可以通过电子硬件、电脑软件，或两者的结合进行实现。为清楚展示硬件和软件的可替换性(interchangeability)，上述的各种说明性部件(illustrative components)，单元和步骤已经通用地描述了它们的功能。这样的功能是通过硬件还是软件来实现取决于特定的应用和整个系统的设计要求。本领域技术人员可以对于每种特定的应用，可以使用各种方法实现所述的功能，但这种实现不应被理解为超出本发明实施例保护的范围。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种独立频点的矢量调制误差补偿方法，其特征在于，包括：

将基带信号V^o置零；

通过包络检测器检测射频输出，得到包络检测值V^e；

当该包络检测值V^e为最小值时，计算矢量调制误差的直流偏置参数B；

将输入量V^o分别取如下值：

分别通过包络检测器检测射频输出，得到对应的包络检测值：

当以及时之间的误差小于既定范围时停止搜索，并计算调节参数d和f；

根据所述调节参数d和f，以及直流偏置参数B，根据以下误差补偿器进行补偿：

V^c＝C(V^o+B)；

其中，V^c为经误差补偿后的输入矢量，

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述当该包络检测值V^e为最小值时，计算矢量调制误差的直流偏置参数B，具体包括：

令V^m＝M(V^c+A)；其中， 其中，a_i和a_q是直流偏置分量；g_i和g_q是增益；是载波正交度误差；

结合V^c＝C(V^o+B)可得

根据通过最小二乘的方式，计算得到最优估计值 令其中，Γ^e是检波二极管的固有检测偏置，G^e是检波反馈电路增益。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述当以及时之间的误差小于既定范围时停止搜索，并计算调节参数d和f，具体包括：

将输入量V^o分别取值：

得到一组检波反馈取值：

通过调节参数d和f，使实现参数辨识；该式表示当该组检波反馈取值之间的误差小于既定范围时停止搜索；

经级数展开可以得到以下关系式：

进而得到：其中ε₁和ε₂表示可调参数，δ是步进参数；这里δG^eΛ取值数值小的正数。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述正交相位误差和载波泄漏的补偿参数通过

相互耦合。

5.一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿方法，其特征在于，还包括：该方法采用平移窗口式频率点采样，得到一个二维校准参数取值表；

根据权利要求1-4任一项所述的方法进行补偿。

6.一种自适应大调制带宽I/Q调制误差数字补偿系统，包括输入通道和矢量调制器，其特征在于，还包括：补偿控制器和误差补偿器；

所述补偿控制器，用于通过包络检测器检测射频输出，以得到包络检测值V^e；还用于通过数字信号处理器DSP计算得到直流偏置参数B、调节参数d和f，并反馈到所述误差补偿器；

所述误差补偿器，用于根据V^c＝C(V^o+B)进行补偿；

其中，V^c为经误差补偿后的输入矢量，为