CN104935201A - 一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，先根据输出交流电压值V_g正、负判断D₀(n)，产生第一开关管S1的占空比D_S1(n)和第二开关管S2占空比D_S2(n)，同时根据(n-1)T_S阶段的电感电流i_L(n-1)和占空比D₁(n-1)对nT_S阶段的电感电流i_L(n)预测，再根据电感电流的给定计算nT_S阶段D₁(n)，最后通过“收敛运算”进行中值处理计算第三开关管S3占空比D_S3(n)和第四开关管S4的占空比D_S4(n)，分别产生PWM波来控制四个开关管。本发明单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，结合单极性调制和预测控制算法，能够减小系统功率管开关损耗和电磁干扰。

Description

一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法

技术领域

本发明属于并网型逆变电源的电流控制技术领域，具体涉及一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法。

背景技术

随着全球性的能源危机和环境污染的日益严重，可再生能源的开发和利用越来越受人类的重视。逆变器作为风力、光伏等非水电可再生能源直流侧与交流配电系统间进行能量变换的中间环节，其安全性、可靠性、逆变效率、制造成本等因素，对光伏发电系统的整体经济效益具有重要作用。因此，高质量逆变器已成为电源技术的重要研究对象。各种针对单相并网逆变器的控制、调制策略被相继提出，并且得到了深入的发展与广泛的应用。

目前，应用于逆变器的正弦脉宽调制(SPWM)策略主要有双极性SPWM调制和单极性SPWM调制两种，其中：双极性SPWM开关管都是以高频工作，开关管的开关损耗较大，电磁干扰较大，开关谐波较大；单极性SPWM开关管，一半是以高频工作，另外一半是以低频工作，开关管的开关损耗较小，电磁干扰较小，开关谐波较小。应用于并网逆变器的电流控制策略有滞环控制、PI控制和电流预测控制等。其中：滞环控制控制简单，但电流纹波较大、开关损耗过高；PI控制技术应用广泛，但电流较小时存在相位差，导致功率因数较低；电流预测控制基于线性控制，通过预测下一时刻的参考电流，与当前输出电流比较，通过占空比生成PWM波，使输出电流准确跟踪给定的电流。

发明内容

本发明的目的是提供一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，可以使输出电流准确跟踪给定的电流，降低开关损耗，减小电磁干扰。

本发明所采用的技术方案是，一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、在单相并网逆变器的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的电感电流值i_L(n-1)、输入直流电压值V_dc、输出交流电压值V_g、(n-1)T_S周期内第四开关管S4的占空比D₁(n-1)，

其中，T_S为开关周期；

步骤2、判断输出交流电压值V_g≥0是否成立，如果不成立，则转到步骤3；如果成立，则转到步骤8；

步骤3、则D₀(n)＝0，(n₁-1)n₀T_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)＝0，第二开关管S2的占空比D_S2(n)与第一开关管S1的占空比互补为D_S2(n)＝1，通过公式(1)计算nT_S时刻的电感电流预测值

${\hat{i}}_L\left(n\right)=i_L(n-1)+\frac{T_s}{L}[V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-V_g]---\left(1\right)$

其中， $n_1=\frac{n}{n_0};$

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝1，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝0，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝0，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝1，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤6；

步骤6、将nT_S时刻电感上的电流给定值i_Lref(n)赋值给nT_S周期内电感电流的平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)=i_{\mathrm{Lref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的电感电流预测值计算nT_S周期内第四开关管S4的占空比的预测值D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s{V}_g+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-{\hat{i}}_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(3\right)$

步骤7、根据公式(4)计算经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)：

$D_{S4}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第四开关管S4的占空比；

经过中值处理后的第三开关管S3的占空比D_S3(n)＝1-D_S4(n)；

步骤8、则D₀(n)＝1，(n₁-1)n₀T_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)＝1，第二开关管S2的占空比D_S2(n)与第一开关管S1的占空比互补为D_S2(n)＝0，通过公式(5)计算nT_S时刻的电感电流预测值

${\hat{i}}_L\left(n\right)=i_L(n-1)+\frac{T_s}{L}[V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(5\right)$

步骤9、判断是否成立，如果成立，nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝1，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝0，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤10；

步骤10、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝0，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝1，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤11；

步骤11、将nT_S时刻电感上的电流给定值i_Lref(n)赋值给nT_S周期内电感电流的平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)=i_{\mathrm{Lref}}\left(n\right)---\left(6\right)$

通过公式(5)中得到的电感电流预测值计算nT_S周期内第四开关管S4的占空比的预测值D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-{\hat{i}}_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(7\right)$

步骤12、根据公式(8)计算经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)：

$D_{S4}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第四开关管S4的占空比；

经过中值处理后的第三开关管S3的占空比D_S3(n)＝1-D_S4(n)；

步骤13、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。

本发明的特点还在于：

得到步骤6中公式(3)的具体过程为：

在(n-1)T_S和nT_S两个周期内，电感电流正半周时：

nT_S周期内，nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L+}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(9\right)$

nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{1}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(10\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的变化量Δi_L-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L-}\left(n\right)=\frac{1}{L}{V}_g\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(11\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(2V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-V_g]---\left(12\right)$

电感电流在nT_S阶段内平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(13\right)$

得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{T_s{V}_g+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(14\right)$

在保证式(14)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，可以得到如下关系式：

$i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)\≥i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}{V}_g---\left(15\right)$

在式(15)的条件下，根据式(14)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s{V}_g+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(16\right).$

得到步骤11中式(7)的具体过程为：

在(n-1)T_S和nT_S两个周期内，电感电流负半周时：

nT_S周期内，nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L+}\left(n\right)=-\frac{1}{L}{V}_g\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(17\right)$

nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)=i_L\left(n\right)-\frac{1}{2L}{V}_g\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(18\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的变化量Δi_L-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L-}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)\·{[D}_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(19\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(20\right)$

电感电流在nT_S阶段内平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(21\right)$

得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(22\right)$

在保证式(22)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，可以得到如下关系式：

$i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}{V}_g\≥{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)\≥i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)---\left(23\right)$

在式(23)的条件下，根据式(22)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(24\right).$

步骤1单相并网逆变器的电路包括输入直流电压V_dc，输入直流电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，输入直流电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接输出交流电压V_g的一端，输出交流电压V_g的另一端与分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极。

第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

本发明的有益效果是：①本发明单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，采用单极性调制策略，减小了系统功率管开关损耗、电磁干扰；②本发明单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，在单极性调制下，采用并网电流预测控制算法，有效抑制了采样误差带来的并网电流低次谐波；③本发明单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，采用电流预测直接计算占空比方法有效减小了单极性调制电流过零点的失真。

附图说明

图1是本发明中单相并网逆变器的电路图；

图2是本发明中单相并网逆变器的第一开关管S1和第二开关管S2的PWM波生成图；

图3是本发明中单相并网逆变器的电感电流正半周变化趋势图和第三开关管S3和第四开关管S4的PWM波生成图；

图4是本发明中单相并网逆变器的电感电流负半周变化趋势图和第三开关管S3和第四开关管S4的PWM波生成图；

图5是本发明中单相并网逆变器单极性调制的电流预测控制流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明中单相并网逆变器的电路，如图1所示，包括输入直流电压V_dc，输入直流电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，输入直流电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接输出交流电压V_g的一端，输出交流电压V_g的另一端与分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极。

其中，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

图2是单相并网逆变器单极性调制的第一开关管S1和第二开关管S2的PWM波生成图，其中：图2(a)是输出电压V_g，图2(b)是第一开关管S1的驱动信号G_S1的波形，(n₁-1)n₀T_S和n₁n₀T_S周期内的第一开关管S1的占空比作用时间均为图2(c)是第二开关管S2的驱动信号G_S2的波形，其与G_S1的驱动波形互补，n₀是单极性调制高频与低频的倍数(其中，第一开关管S1和第二开关管S2为低频，第三开关管S3、第四开关管S4为高频)。

图3是单相并网逆变器单极性调制的电流控制电感电流正半周变化趋势图和第三开关管S3和第四开关管S4的PWM波生成图，其中：图3(a)是电感电流正半周相邻两个周期的变化趋势图，T_S为采样周期，i_L(n-1)、i_L(n)、i_L(n+1)分别为(n-1)T_S、nT_S、(n+1)T_S时刻电感电流的采样值；图3(b)为通过“预测值”得到的第四开关管S4的驱动信号G_S4的波形，(n-1)T_S阶段的第四开关管S4的占空比为D₁(n-1)T_S，nT_S阶段的第四开关管S4驱动的占空比为D₁(n)T_S；图3(c)为第三开关管S3的驱动信号G_S3的波形，其与驱动信号G_S4的波形互补。

下面对(n-1)T_S和nT_S两个周期的电感电流正半周关系以及预测控制进行以下分析：

nT_S周期内，nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L+}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(9\right)$

nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{1}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(10\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的变化量Δi_L-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L-}\left(n\right)=\frac{1}{L}{V}_g\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(11\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(2V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-V_g]---\left(12\right)$

电感电流在nT_S阶段内平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(13\right)$

得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{T_s{V}_g+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(14\right)$

在保证式(14)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，可以得到如下关系式：

$i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)\≥i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}{V}_g---\left(15\right)$

在式(15)的条件下，根据式(14)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s{V}_g+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(16\right).$

图4是单相并网逆变器单极性调制的电流控制电感电流负半周变化趋势图和第三开关管S3和第四开关管S4的PWM波生成图，其中：图4(a)是电感电流负半周相邻两个周期的变化趋势图，T_S为采样周期，i_L(n-1)、i_L(n)、i_L(n+1)分别为(n-1)T_S、nT_S、(n+1)T_S时刻电感电流的采样值；图4(b)为通过“预测值”得到的第四开关管S4的驱动信号G_S4的波形，(n-1)T_S阶段的第四开关管S4的占空比为D₁(n-1)T_S，nT_S阶段的第四开关管S4驱动的占空比为D₁(n)T_S；图4(c)为第三开关管S3的驱动信号G_S3的波形，其与驱动信号G_S4的驱动波形互补。

下面对(n-1)T_S和nT_S两个周期的电感电流负半周关系以及预测控制进行以下分析：

在(n-1)T_S和nT_S两个周期内，电感电流负半周时：

nT_S周期内，nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L+}\left(n\right)=-\frac{1}{L}{V}_g\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(17\right)$

nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)=i_L\left(n\right)-\frac{1}{2L}{V}_g\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(18\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的变化量Δi_L-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L-}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)\·{[D}_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(19\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(20\right)$

电感电流在nT_S阶段内平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(21\right)$

得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(22\right)$

在保证式(22)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，可以得到如下关系式：

$i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}{V}_g\≥{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)\≥i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)---\left(23\right)$

在式(23)的条件下，根据式(22)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(24\right).$

一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，流程图如图5所示，具体按照以下步骤实施：

步骤1、在单相并网逆变器的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的电感电流值i_L(n-1)、输入直流电压值V_dc、输出交流电压值V_g、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

其中，T_S为开关周期；

步骤2、判断输出交流电压值V_g≥0是否成立，如果不成立，则转到步骤3；如果成立，则转到步骤8；

步骤3、则D₀(n)＝0，(n₁-1)n₀T_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)＝0，第二开关管S2的占空比D_S2(n)与第一开关管S1的占空比互补为D_S2(n)＝1，通过公式(1)计算nT_S时刻的电感电流预测值

${\hat{i}}_L\left(n\right)=i_L(n-1)+\frac{T_s}{L}[V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-V_g]---\left(1\right)$

其中， $n_1=\frac{n}{n_0};$

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝1，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝0，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝0，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝1，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤6；

步骤6、将nT_S时刻电感上的电流给定值i_Lref(n)赋值给nT_S周期内电感电流的平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)=i_{\mathrm{Lref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的电感电流预测值代入公式(16)计算nT_S周期内第四开关管S4的占空比的预测值D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s{V}_g+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-{\hat{i}}_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(3\right)$

步骤7、由于并网电感电流是正、负正弦变化的一个值，通过式(3)预测计算出的D₁(n)作为驱动开关管的占空比，得到的电感电流瞬时值存在阶段性的跳变，其与给定的平均值存在一定的差值，故不能直接驱动开关管，需要通过收敛运算处理，当Δi_L+(n)＝-Δi_L-(n)时，可以保证i_L(n)和i_L(n+1)在nT_S阶段内是相等的，此条件可以得到nT_S周期内稳态时第四开关管S4的占空比 $D_2\left(n\right)=\frac{V_g}{V_{\mathrm{dc}}},$

实际中，i_L(n)和i_L(n+1)是不相等的，通过“收敛运算”处理可以得到第四开关管S4的占空比D_S4(n)：

$D_{S4}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

经过中值处理后的第三开关管S3的占空比D_S3(n)＝1-D_S4(n)；

步骤8、则D₀(n)＝1，(n₁-1)n₀T_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)＝1，第二开关管S2的占空比D_S2(n)与第一开关管S1的占空比互补为D_S2(n)＝0，通过公式(5)计算nT_S时刻的电感电流预测值

${\hat{i}}_L\left(n\right)=i_L(n-1)+\frac{T_s}{L}[V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(5\right)$

步骤9、判断是否成立，如果成立，nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝1，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝0，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤10；

步骤10、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝0，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝1，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤11；

步骤11、将nT_S时刻电感上的电流给定值i_Lref(n)赋值给nT_S周期内电感电流的平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)=i_{\mathrm{Lref}}\left(n\right)---\left(6\right)$

通过公式(5)中得到的电感电流预测值计算nT_S周期内第四开关管S4的占空比的预测值D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-{\hat{i}}_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(7\right)$

步骤12、通过式(7)预测计算出的D₁(n)作为驱动开关管的占空比，得到的电感电流瞬时值存在阶段性的跳变，其与给定的平均值存在一定的差值，故不能直接驱动开关管，需要通过收敛运算处理，当Δi_L+(n)＝-Δi_L-(n)时，可以保证i_L(n)和i_L(n+1)在nT_S阶段内是相等的，此条件可以得到nT_S周期内稳态时第四开关管S4的占空比

实际中，i_L(n)和i_L(n+1)是不相等的，通过“收敛运算”处理，得到第四开关管S4的占空比D_S4(n)：

$D_{S4}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

经过中值处理后的第三开关管S3的占空比D_S3(n)＝1-D_S4(n)；

步骤13、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4，即通过“收敛运算”处理的稳态占空比分别驱动对应的开关管，使并网电流对给定电流得到很好的跟踪，同时降低了开关损耗、减小了其造成的谐波。

本发明基于单极性调制单相并网逆变器电流预测控制，结合单极性调制和预测控制算法，能够减小系统功率管开关损耗和电磁干扰，有效抑制了采样误差带来的并网电流低次谐波，同时可以减小单极性调制电流过零点的失真，具有良好的实用价值和应用前景。

Claims (5)

1.一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1、在单相并网逆变器的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的电感电流值i_L(n-1)、输入直流电压值V_dc、输出交流电压值V_g、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

其中，T_S为开关周期；

步骤2、判断输出交流电压值V_g≥0是否成立，如果不成立，则转到步骤3；如果成立，则转到步骤8；

步骤3、则D₀(n)＝0，(n₁-1)n₀T_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)＝0，第二开关管S2的占空比D_S2(n)与第一开关管S1的占空比互补为D_S2(n)＝1，通过公式(1)计算nT_S时刻的电感电流预测值

${\hat{i}}_L\left(n\right)=i_L(n-1)+\frac{T_s}{L}[V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-V_g]---\left(1\right)$

其中， $n_1=\frac{n}{n_0};$

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝1，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝0，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝0，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝1，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤6；

步骤6、将nT_S时刻电感上的电流给定值i_Lref(n)赋值给nT_S周期内电感电流的平均值即：

$\stackrel{\‾}{i_L}\left(n\right)=i_{\mathrm{Lref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的电感电流预测值计算nT_S周期内第四开关管S4的占空比的预测值D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s{V}_g+2L[\stackrel{\‾}{i_L}\left(n\right)-{\hat{i}}_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(3\right)$

步骤7、根据公式(4)计算经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)：

$D_{S4}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第四开关管S4的占空比；

经过中值处理后的第三开关管S3的占空比D_S3(n)＝1-D_S4(n)；

步骤8、则D₀(n)＝1，(n₁-1)n₀T_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)＝1，第二开关管S2的占空比D_S2(n)与第一开关管S1的占空比互补为D_S2(n)＝0，通过公式(5)计算nT_S时刻的电感电流预测值

${\hat{i}}_L\left(n\right)=i_L(n-1)+\frac{T_s}{L}[V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(5\right)$

步骤9、判断是否成立，如果成立，nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝1，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝0，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤10；

步骤10、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S4(n)＝0，nT_S周期内第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第四开关管S4的占空比互补为D_S3(n)＝1，转到步骤13；如果不成立，则转到步骤11；

步骤11、将nT_S时刻电感上的电流给定值i_Lref(n)赋值给nT_S周期内电感电流的平均值即：

$\stackrel{\‾}{i_L}\left(n\right)=i_{\mathrm{Lref}}\left(n\right)---\left(6\right)$

通过公式(5)中得到的电感电流预测值计算nT_S周期内第四开关管S4的占空比的预测值D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[\stackrel{\‾}{i_L}\left(n\right)-{\hat{i}}_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(7\right)$

步骤12、根据公式(8)计算经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)：

$D_{S4}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第四开关管S4的占空比；

经过中值处理后的第三开关管S3的占空比D_S3(n)＝1-D_S4(n)；

步骤13、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。

2.根据权利要求1所述的一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，其特征在于，得到所述步骤6中公式(3)的具体过程为：

在(n-1)T_S和nT_S两个周期内，电感电流正半周时：

nT_S周期内，nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L+(n)为：

${\mathrm{\Δi}}_{L+}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(9\right)$

nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{1}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(10\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的变化量Δi_L-(n)为：

${\mathrm{\Δi}}_{L-}\left(n\right)=\frac{1}{L}{V}_g\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(11\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(2V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right){-V}_g]---\left(12\right)$

电感电流在nT_S阶段内平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(13\right)$

得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{T_s{V}_g+2L\left[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right){-i}_L\left(n\right)\right]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(14\right)$

在保证式(14)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，可以得到如下关系式：

$i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)\≥i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}{V}_g---\left(15\right)$

在式(15)的条件下，根据式(14)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s{V}_g+2L[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(16\right).$

3.根据权利要求1所述的一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，其特征在于，得到所述步骤11中式(7)的具体过程为：

在(n-1)T_S和nT_S两个周期内，电感电流负半周时：

nT_S周期内，nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L+(n)为：

${\mathrm{\Δi}}_{L+}\left(n\right)=-\frac{1}{L}{V}_g\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(17\right)$

nT_S时刻的电感电流i_L(n)增加到电感电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)=i_L\left(n\right)-\frac{1}{2L}{V}_g\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(18\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的变化量Δi_L-(n)为：

${\mathrm{\Δi}}_{L-}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)\·{[D}_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(19\right)$

电感电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电感电流i_L(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)=i_L\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(20\right)$

电感电流在nT_S阶段内平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(21\right)$

得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L\left[{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right){-i}_L\left(n\right)\right]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(22\right)$

在保证式(22)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，可以得到如下关系式：

$i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}{V}_g\≥{\stackrel{\‾}{i}}_L\left(n\right)\≥i_L\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)---\left(23\right)$

在式(23)的条件下，根据式(22)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-\left(\frac{T_s(V_{\mathrm{dc}}+V_g)+2L[\stackrel{\‾}{i_L}\left(n\right)-i_L\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}\right)}---\left(24\right)$

4.根据权利要求1-3任意一项所述的一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，其特征在于，所述步骤1单相并网逆变器的电路包括输入直流电压V_dc，输入直流电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，输入直流电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接输出交流电压V_g的一端，输出交流电压V_g的另一端与分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极。

5.根据权利要求4所述的一种单极性调制的单相并网逆变器电流预测控制方法，其特征在于，所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。