CN104917380B - 一种实现低电压开关应力的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公布了一种实现升压电路低电压开关应力的控制方法。其基于的升压电路包括输入电源、开关元件S1、S2、二极管D1、D2、电感L、输入电容C1、中间电容C2和输出电容Co，输入电源产生输入电压Vin，开关元件S1、S2分别具有寄生电容CS1、CS2，通过本发明的控制方法控制开关元件S1、S2的导通和关断，实现升压功能的同时可使开关元件S1、S2集电极和发射极之间的电压降相对于现有技术大大降低，电路中无能量损耗元件，可提高了变换器的工作效率。
Description
技术领域
本发明涉及直流-直流变换器的控制方法，具体说是一种实现升压电路低电压开关应力的控制方法。
背景技术
在太阳能发电系统或者燃料电池系统中，由于单块太阳能电池或者单个燃料电池提供的都是电压较低的直流电，不能满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的要求，因此需要把低电压直流电转换为实际需要的高压直流电。因而高增益、性能稳定的升压变换器成为一个研究热点，该研究对推动光伏、燃料电池产业的发展具有很大的意义。
最基本的升压变换器是单管Boost变换器，然而这种变换器的升压范围十分有限，很难满足高增益的变换要求，且开关管电压应力为输出电压。
目前，改进现有的升压变换器主要有以下几种：
第一种是利用变压器，在原有的直流-直流变换器中间加入一个高频的变压器，通过改变变压器变比实现高增益升压的目的。此时，电能的转化过程实际上由原来的直流-直流，变为直流-交流-交流-直流，整个系统的能量转换效率降低。
第二种是利用耦合电感，但耦合电感结构复杂，不利于工业加工，难以保证电路的一致性，并且会引起开关器件电压应力过高，带来电磁干扰等影响，导致变换器工作损耗较大。
第三种是加入级联升压单元，单元数越多，电压增益越大，但电路元件数越多，结构越复杂。
第五种是交错并联直流-直流变换器，其包括两个电感，两个续流二极管，两个功率开关管，第一功率开关管的漏极与第一二极管的阳极及第一电感的一端相连，第二功率开关管的漏极与第二二极管的阳极及第二电感的一端相连，第一电感的另一端与第二电感的另一端相连。这种升压型交错并联直流-直流变换器输出电压增益较小，功率开关管的电压应力较大，功率开关管为硬开关工作，开关损耗较大，续流二极管的反向恢复电流较大，反向恢复损耗较大。
第六种是软开关电路，因此，近年来，研究学者相继研究了一些软开关电路，主要有两类：一类是通过附加有源功率开关和无源电感、电容等器件实现功率开关管的软开关；另一类是通过附加二极管和无源电感、电容等器件实现功率开关管的软开关，如附图1所示。这两类方法的虽然可以实现功率开关管的软开关，但是外加电路复杂，而且不能降低功率开关管的电压应力。
还有一种由电容、二极管、三极管构成的直流升压矩阵电路，如附图2所示，即输出电源与矩阵的连接只在第一行电容的一端和最后一行电容的一端，输入电源与矩阵只在第一列电容的一端和最后一列电容的一端通过三极管连接，同一行相邻2列的电容由2只同向二极管并联且相邻2行的二极管为共用二极管，同一列的各个电容同向串联且在最后一行电容的一端连接有2只二极管，通过适当的控制方法是能让同一行的每只电容形成充电回路的2只三极管同时导通，且接于第一列电容的三极管和最后一列电容的三极管一一对应导通使得各行电容是轮流充电的。但这种升压电路所需的开关、电容、二极管等元件太多，导致电路结构复杂、成本太高。
发明内容
本发明所要解决的技术问题，是针对前述背景技术中的缺陷和不足，提供一种实现升压电路低电压开关应力的控制方法，其基于的升压电路损耗低，功率密度高。
本发明控制方法基于升压电路实现，升压电路包括输入电源，其产生输入电压Vin，开关元件S1、S2、二极管D1、D2、电感L、输入电容C1、中间电容C2和输出电容Co。由于开关器件的特性，开关元件S1、S2分别具有寄生电容CS1、CS2。具体连接关系为：输入电压Vin的正极连接电感L的一端和输入电容C1的负端，电感L的另一端连接开关元件S1的集电极、二极管D1的阳级，开关元件S1的发射极连接开关元件S2的集电极，开关元件S2的发射极连接输入电压Vin的负极，中间电容C2的一端连接二极管D1的阴极，另一端连接开关元件S1的发射极，二极管D2的阳极连接二极管D1的阴极，二极管D2的阴极连接输入电容C1的正端，输出电容Co的一端连接二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端连接输入电压Vin的负极，并在其两端产生输出电压Vout。
基于该升压电路，电路工作第一阶段为：开关元件S1、S2均导通，由开关元件S1、S2构成的开关支路处于导通状态，电感电流IL将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；不经过二极管D1、D2，由二极管D1、D2构成的二极管支路处于断开状态；
电路工作第二阶段为：开关元件S1导通，开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路处于断开状态，电感电流将通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路处于导通状态，此时的电容状态为中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％；
电路工作第三阶段为：开关元件S1关断、开关元件S2关断，由于开关元件S1、S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为(1)中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；(2)寄生电容CS1与中间电容C2和二极管D1串联支路并联，达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1的电压为中间电容C2的电压，也为输出电容Co上的输出电压的50％；
电路工作第四阶段为：开关元件S1导通、开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，假设该电路电流处于连续模式，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联，(2)寄生电容CS1两端由于开关管S1的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1的电压将被泄放降至0；
电路工作第五阶段为：开关元件S1导通、开关元件S2导通，由于开关元件S1.S2的导通，导致开关支路回到导通状态，电感电流IL将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；由于二极管D1、D2承受反向压降，二极管支路将变为处于关断状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2暂时处于悬浮状态(2)寄生电容CS2两端由于开关管S2的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2由于电压不能突变暂时仍将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1、CS2的电压将被泄放降至0。
开关元件S可以为IGBT或者MOSFET，二极管为快恢复二极管或者肖特基二极管；
输入电源为可充电蓄电池、燃料电池、光伏电池或超级电容或其他新能源电源等；
本发明的控制方法通过控制开关元件S1、S2的导通和关断，实现升压功能的同时可使开关元件S1、S2集电极和发射极之间的电压降不超过输出电压的50％，大大降低了其电压应力，且其基于的升压电路相对于现有技术的升压电路开关器件少，减小整体开关管的导通损耗和开关损耗，进一步减小了变换器的整体损耗，结构简单，电路中无能量损耗元件，提高了变换器的工作效率。
附图说明
图1：现有交错并联直流-直流变换器电路结构图；
图2：现有的直流升压矩阵电路结构图；
图3：本发明的具有低电压开关应力的升压电路的结构示意图；
图4：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第一阶段工作情况；
图5：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第二阶段工作情况；
图6：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第三阶段工作情况；
图7：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第四阶段工作情况；
图8：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第五阶段工作情况。
具体实施方式
由图3可知，本发明的低电压开关应力的升压电路包括输入电压Vin、开关元件S1、S2、二极管D1、D2、电感L、输入电容C1、中间电容C2和输出电容Co。由于开关器件的特性，开关元件S1、S2分别具有寄生电容CS1、CS2。
结合附图3对本发明的结构作详细说明，具体连接关系为：输入电压Vin的正极连接电感L的一端和输入电容C1的负端，电感L的另一端连接开关元件S1的集电极、二极管D1的阳级，开关元件S1的发射极连接开关元件S2的集电极，开关元件S2的发射极连接输入电压Vin的负极，中间电容C2的一端连接二极管D1的阴极，另一端连接开关元件S1的发射极，二极管D2的阳极连接二极管D1的阴极，二极管D2的阴极连接输入电容C1的正端，输出电容Co的一端连接二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端连接输入电压Vin的负极，并在其两端产生输出电压Vout。
下面结合附图4-8对该升压电路的工作情况进行说明：
第一阶段，如附图4所示：开关元件S1、S2均导通，开关支路处于导通状态，电感电流IL将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；不经过二极管D1、D2，二极管支路处于断开状态；
第二阶段，如附图5所示：开关元件S1导通，开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路处于断开状态，电感电流将通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路处于导通状态，此时的电容状态为中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％。
第三阶段，如附图6所示：开关元件S1关断、开关元件S2关断，由于开关元件S1、S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为(1)中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；(2)寄生电容CS1与中间电容C2和二极管D1串联支路并联，达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1的电压为中间电容C2的电压，也为输出电容Co上的输出电压的50％。
第四阶段，如附图7所示：开关元件S1导通、开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，假设该电路电流处于连续模式，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联，(2)寄生电容CS1两端由于开关管S1的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1的电压将被泄放降至0；
第五阶段，如附图8所示：开关元件S1导通、开关元件S2导通，由于开关元件S1.S2的导通，导致开关支路回到导通状态，电感电流IL将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；由于二极管D1、D2承受反向压降，二极管支路将变为处于关断状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2暂时处于悬浮状态(2)寄生电容CS2两端由于开关管S2的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2由于电压不能突变暂时仍将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1、CS2的电压将被泄放降至0；
将上述阶段重复循环即为该升压电路的工作过程，在整个过程中，将开关元件S1、S2集电极和发射极之间的电压不超过输出电压的50％，大大降低了其电压应力，且相对于现有技术开关器件少，减小整体开关管的导通损耗和开关损耗，进一步减小了变换器的整体损耗，结构简单，电路中无能量损耗元件，提高了变换器的工作效率。
Claims (1)
1.一种实现低电压开关应力的控制方法，其特征在于：所述控制方法基于的升压电路包括输入电源、开关元件S1、S2、二极管D1、D2、电感L、输入电容C1、中间电容C2和输出电容Co，所述的升压电路的输入电源产生输入电压Vin，所述的开关管S1、S2分别具有寄生电容CS1、CS2，输入电压Vin的正极连接电感L的一端以及输入电容C1的负端，电感L的另一端连接开关元件S1的集电极、二极管D1的阳级，开关元件S1的发射极连接开关元件S2的集电极，开关元件S2的发射极连接输入电压Vin的负极，所述中间电容C2的一端连接二极管D1的阴极，另一端连接开关元件S1的发射极，二极管D2的阳极连接二极管D1的阴极，二极管D2的阴极连接输入电容C1的正端，输出电容Co的一端连接二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端连接输入电压Vin的负极，并在其两端产生输出电压Vout；
基于所述升压电路，实现低电压开关应力的控制方法包括以下控制阶段：
电路工作第一阶段为：开关元件S1、S2均导通，由开关元件S1、S2构成的开关支路处于导通状态，电感电流IL将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；不经过二极管D1、D2，由二极管D1、D2构成的二极管支路处于断开状态；
电路工作第二阶段为：开关元件S1导通，开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路处于断开状态，电感电流将通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路处于导通状态，此时的电容状态为中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％；
电路工作第三阶段为：开关元件S1关断、开关元件S2关断，由于开关元件S1、S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为(1)中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；(2)寄生电容CS1与中间电容C2和二极管D1串联支路并联，达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1的电压为中间电容C2的电压，也为输出电容Co上的输出电压的50％；
电路工作第四阶段为：开关元件S1导通、开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，假设该电路电流处于连续模式，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2和寄生电容CS2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联，(2)寄生电容CS1两端由于开关管S1的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2和寄生电容CS2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1的电压将被泄放降至0；
电路工作第五阶段为：开关元件S1导通、开关元件S2导通，由于开关元件S1.S2的导通，导致开关支路回到导通状态，电感电流IL将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；由于二极管D1、D2承受反向压降，二极管支路将变为处于关断状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2暂时处于悬浮状态(2)寄生电容CS2两端由于开关管S2的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2由于电压不能突变暂时仍将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容CS1、CS2的电压将被泄放降至0；
通过控制开关元件S1、S2的导通和关断，实现升压功能的同时使所述开关管S1、S2集电极和发射极之间的电压降不超过输出电压的50％。
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