CN104901650A - 一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置及其实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置，包括信号源、DE类射频功率放大器、阻抗匹配网络和电磁超声换能器；DE类射频功率放大器的电路中，第一功率管S₁与第二功率管S₂串联，第一电容C₁及第二电容C₂分别并联在S₁和S₂上，在S₁和S₂中点处，连接由谐振电容C_t和谐振电感L_t构成的串联谐振电路，谐振电感L_t另一端为补偿电感L_x、负载等效阻抗Z＝R与S₂的源极构成的回路，串联谐振输出电路的工作频率为f_o；阻抗匹配网络分为串联型阻抗匹配网络或并联型阻抗匹配网络；电磁超声换能器的等效阻抗为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o或并联型等效阻抗本发明的有益效果为：实现电磁超声激励源的高性能输出，且能够激励换能器的能量高效转化。

Description

一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置及其实现方法

技术领域

本发明涉及大功率高频激励源技术领域，具体涉及一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置及实现方法，能够实现电磁超声激励源的高性能输出，可应用于埋地钢质管道电磁超声内检测技术领域。

背景技术

目前，管道定期检验主要采用外检测的方式，但是外检测难以发现未融合、夹渣、气孔及裂纹等焊接缺陷和应力腐蚀微裂纹等微观缺陷，单纯依靠人工巡检和传统外检测方式并不能保证管道的安全运行，必须实施管道在线内检测。国内外在油气管线内检测方面做了大量的工作，提出了多种检测技术，其中部分技术已被应用并取得了良好的效果。这些技术包括：超声检测技术、漏磁检测技术、涡流检测技术、射线检测技术等。然而上述检测技术在实际应用中存在操作复杂性高、检测精度低、检测效率低等缺点，限制了其在管道内检测上的进一步推广和应用。埋地钢质管道电磁超声内检测技术相比其他内检测技术，具有非接触、无需任何耦合剂、不受检测条件限制、检测速度快、能产生各类波形等显著优点，在直接评估管线的缺陷类型、位置与安全等级等方面更具有独特优势。但电磁超声技术的特殊工作机制，其换能器的换能效率很低，加之管道复杂的内检测环境，管壁往往附着有石油、蜡等其它杂物，限制了换能器的换能效率，影响了检测的效果，而提高换能器的工作效率，需要通过改善大功率高频激励源和高灵敏度检测探头阵列两种途径加以解决。在激励源研发方面，相关的技术难题尚未得到突破，因此为了使其得到高性能输出，且能够激励换能器的能量高效转化，需要提出一种能够实现其高性能输出的阻抗匹配网络及其参数计算方法。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的在于提供一种能够实现其高性能输出的阻抗匹配装置及其实现方法。

本发明提供了一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置，包括信号源、DE类射频功率放大器、阻抗匹配网络和电磁超声换能器；

所述DE类射频功率放大器的电路中，第一功率管S₁与第二功率管S₂串联，第一电容C₁及第二电容C₂分别并联在所述第一功率管S₁和所述第二功率管S₂上，在所述第一功率管和所述第二功率管中点处，连接由谐振电容C_t和谐振电感L_t构成的串联谐振电路，所述谐振电感L_t的另一端为补偿电感L_x、负载等效阻抗Z＝R与S₂的源极构成的回路，所述串联谐振输出电路的工作频率为f_o；

所述阻抗匹配网络分为串联型阻抗匹配网络或并联型阻抗匹配网络；

所述电磁超声换能器的等效阻抗为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o或并联型等效阻抗 $Z_n=\frac{{\mathrm{jR}}_n{X}_n}{R_n+{\mathrm{jX}}_n}.$

作为本发明进一步的改进，若所述电磁超声换能器的等效阻抗为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o，所述阻抗匹配网络为：

等效负载阻抗Z与电抗X_a串联，再连接电抗X_b和阻抗Z_o；或，

等效负载阻抗Z与电抗X_b并联，再连接电抗X_a和阻抗Z_o。

作为本发明进一步的改进，若所述电磁超声换能器的等效阻抗为并联型等效阻抗所述阻抗匹配网络为：

等效负载阻抗Z与电抗X_a串联，再连接电抗X_b和阻抗Z_n；或，

等效负载阻抗Z与电抗X_b并联，再连接电抗X_a和阻抗Z_n。

作为本发明进一步的改进，串联谐振输出电路的工作频率满足：f₁＜f_o＜f₂；

其中， $f_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{{\mathrm{LC}}^{\′}}},f_2=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{{\mathrm{LC}}^{\′\′}}},$ C_o＝C₁＝C₂， $C^{\′}=\frac{{2C}_o{C}_t}{{2C}_o+C_t},C^{\′\′}=\frac{C_o{C}_t}{C_o+C_t},$ L＝L_t+L_x。

本发明还提供了一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置的实现方法，包括以下步骤：

步骤1，设定所述DE类射频功率放大器的负载等效阻抗为Z＝R，根据所述电磁超声换能器的额定功率来确定所述阻抗匹配装置的输出功率P_o，由公式(1)可以得出所述DE类射频功率放大器的直流电压V_cc；

$P_o=\frac{V_{\mathrm{cc}}^2}{{2\mathrm{\π}}^{2}R}---\left(1\right)$

步骤2，根据公式(2)计算出所述第一功率管S₁与所述第二功率管S₂上并联的第一电容C₁及第二电容C₂的值；

$C_1=C_2=\frac{1}{{4\mathrm{\π}}^2{f}_{o}R}-C_{\mathrm{oss}}---\left(2\right)$

其中，C_oss为所述第一功率管S₁和所述第二功率管S₂自身的寄生电容；

步骤3，设定所述串联谐振输出电路L_t-C_t的品质因素Q，工作频率为f_o，根据公式(3)、(4)、(5)、(6)分别计算出所述补偿电感L_x、谐振电感L_t、谐振电容C_t和总电感L的值；

$L_x=\frac{R}{{4f}_o}---\left(3\right)$

$L_t=\frac{\mathrm{QR}}{{2\mathrm{\πf}}_o}---\left(4\right)$

$C_t=\frac{1}{{2\mathrm{\πf}}_o\mathrm{QR}}---\left(5\right)$

$L=L_t+L_x=\frac{2Q+\mathrm{\π}}{{4\mathrm{\πf}}_o}R---\left(6\right)$

步骤4，根据所述电磁超声换能器的说明书选取其阻抗形式为串联型或并联型，选取其阻抗为感性或容性，计算所选取的阻抗匹配网络的参数；

步骤5，根据计算出的阻抗匹配网络的参数，选出所述阻抗匹配装置的工作效率最高的阻抗匹配网络。

作为本发明进一步的改进，步骤4中，若所述电磁超声换能器为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o，

阻抗匹配系数λ₁由公式(7)计算得出，将λ₁代入公式(8)、(9)得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值；

${\mathrm{\λ}}_1=\±\sqrt{\frac{R_o^2+X_o^2-{\mathrm{RR}}_o}{{\mathrm{RR}}_o}}---\left(7\right)$

X_a＝λ₁R   (8)

$X_b=\frac{-(R_o^2+X_o^2)}{{\mathrm{\λ}}_1{R}_o+X_o}---\left(9\right)$

或，

阻抗匹配系数λ₂由公式(10)计算得出，将λ₂代入公式(11)、(12)，得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值。

${\mathrm{\λ}}_2=\±\sqrt{\frac{R-R_o}{R_o}}---\left(10\right)$

X_a＝λ₂R_o-X_o   (11)

$X_b=-\frac{R}{{\mathrm{\λ}}_2}---\left(12\right)$

作为本发明进一步的改进，步骤4中，若所述电磁超声换能器为并联型等效阻抗根据公式(13)、(14)先将并联型等效阻抗转换为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o；

$R_o=\frac{R_n{X}_n^2}{R_n^2+X_n^2}---\left(13\right)$

$X_o=\frac{R_n^2{X}_n}{R_n^2+X_n^2}---\left(14\right)$

再根据公式(7)计算出阻抗匹配系数λ₁，将λ₁代入公式(8)、(9)得出X_a和的X_b电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值；或，

再根据公式(10)计算出匹配系数λ₂，将λ₂代入公式(11)、(12)，得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值。

本发明的有益效果为：

1、阻抗匹配装置一方面满足了大功率输出，另一方面提高了换能器的换能效率；

2、DE类射频功率放大器拓扑电路的简化，减小了大功率阻抗匹配装置的体积，以适应管道内检测技术对仪器小型化的苛刻要求；

3、提出了阻抗匹配装置高效工作的最佳操作频率范围f_o，可大幅地提高DE类射频功率放大器的输出功率，并实现电磁超声换能器能量的高效转化；

4、本发明提出的阻抗匹配装置的实现方法可同时获得二至四种阻抗匹配网络，从而为激励源与电磁超声换能器之间的高性能传输提供多种阻抗匹配网络选择。

附图说明

图1为本发明实施例所述的大功率高频激励源的阻抗匹配装置结构示意图。

图2为图1中DE类射频功率放大器原理图。

图3为图1中阻抗匹配网络的示意图。

图4为当电磁超声换能器为串联型等效阻抗Z_o的阻抗匹配网络。

图5为又一种当电磁超声换能器为串联型等效阻抗Z_o的阻抗匹配网络。

图6为当电磁超声换能器为并联型等效阻抗Z_n的阻抗匹配网络。

图7为又一种当电磁超声换能器为并联型等效阻抗Z_n的阻抗匹配网络。

图8为电磁超声换能器的并联型等效阻抗Z_n转换为串联型等效阻抗Z_o的转换方法示意图。

具体实施方式

下面通过具体的实施例并结合附图对本发明做进一步的详细描述。

如图1-3所示，本发明实施例的一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置，包括信号源、DE类射频功率放大器、阻抗匹配网络和电磁超声换能器；

DE类射频功率放大器的电路中，第一功率管S₁与第二功率管S₂串联，第一电容C₁及第二电容C₂分别并联在第一功率管S₁和第二功率管S₂上，在第一功率管和第二功率管中点处，连接由谐振电容C_t和谐振电感L_t构成的串联谐振电路，谐振电感L_t的另一端为补偿电感L_x、负载等效阻抗Z＝R与S₂的源极构成的回路，串联谐振输出电路的工作频率为f_o；

阻抗匹配网络分为串联型阻抗匹配网络或并联型阻抗匹配网络；

电磁超声换能器的等效阻抗为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o或并联型等效阻抗 $Z_n=\frac{{\mathrm{jR}}_n{X}_n}{R_n+{\mathrm{jX}}_n}.$

如图4-5所示，若电磁超声换能器的等效阻抗为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o，阻抗匹配网络为：

等效负载阻抗Z与电抗X_a串联，再连接电抗X_b和阻抗Z_o；或，

等效负载阻抗Z与电抗X_b并联，再连接电抗X_a和阻抗Z_o。

如图6-7所示，若电磁超声换能器的等效阻抗为并联型等效阻抗 $Z_n=\frac{{\mathrm{jR}}_n{X}_n}{R_n+{\mathrm{jX}}_n},$ 阻抗匹配网络为：

等效负载阻抗Z与电抗X_a串联，再连接电抗X_b和阻抗Z_n；或，

等效负载阻抗Z与电抗X_b并联，再连接电抗X_a和阻抗Z_n。

其中，串联谐振输出电路的工作频率满足：f₁＜f_o＜f₂；

其中， $f_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{{\mathrm{LC}}^{\′}}},f_2=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{{\mathrm{LC}}^{\′\′}}},$ C_o＝C₁＝C₂， $C^{\′}=\frac{{2C}_o{C}_t}{{2C}_o+C_t},C^{\′\′}=\frac{C_o{C}_t}{C_o+C_t},$ L＝L_t+L_x。

本发明实施例的一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置的实现方法，包括以下步骤：

步骤1，设定DE类射频功率放大器的负载等效阻抗为Z＝R，根据电磁超声换能器的额定功率来确定阻抗匹配装置的输出功率P_o，由公式(1)可以得出DE类射频功率放大器的直流电压V_cc；

$P_o=\frac{V_{\mathrm{cc}}^2}{{2\mathrm{\π}}^{2}R}---\left(1\right)$

步骤2，根据公式(2)计算出第一功率管S₁与第二功率管S₂上并联的第一电容C₁及第二电容C₂的值；

$C_1=C_2=\frac{1}{{4\mathrm{\π}}^2{f}_{o}R}-C_{\mathrm{oss}}---\left(2\right)$

其中，C_oss为第一功率管S₁和第二功率管S₂自身的寄生电容；

步骤3，设定串联谐振输出电路L_t-C_t的品质因素Q足够高，一般选取5-15，以使输出电流或者输出电压为正弦波，工作频率为f_o，根据公式(3)、(4)、(5)、(6)分别计算出补偿电感L_x、谐振电感L_t、谐振电容C_t和总电感L的值；

$L_x=\frac{R}{{4f}_o}---\left(3\right)$

$L_t=\frac{\mathrm{QR}}{{2\mathrm{\πf}}_o}---\left(4\right)$

$C_t=\frac{1}{{2\mathrm{\πf}}_o\mathrm{QR}}---\left(5\right)$

$L=L_t+L_x=\frac{2Q+\mathrm{\π}}{{4\mathrm{\πf}}_o}R---\left(6\right)$

步骤4，根据电磁超声换能器的说明书选取其阻抗形式为串联型或并联型，选取其阻抗为感性或容性，计算所选取的阻抗匹配网络的参数；

如图4-5所示的阻抗匹配装置，若电磁超声换能器为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o，

阻抗匹配系数λ₁由公式(7)计算得出，将λ₁代入公式(8)、(9)得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值；

${\mathrm{\λ}}_1=\±\sqrt{\frac{R_o^2+X_o^2-{\mathrm{RR}}_o}{{\mathrm{RR}}_o}}---\left(7\right)$

X_a＝λ₁R   (8)

$X_b=\frac{-(R_o^2+X_o^2)}{{\mathrm{\λ}}_1{R}_o+X_o}---\left(9\right)$

或，

阻抗匹配系数λ₂由公式(10)计算得出，将λ₂代入公式(11)、(12)，得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值。

${\mathrm{\λ}}_2=\±\sqrt{\frac{R-R_o}{R_o}}---\left(10\right)$

X_a＝λ₂R_o-X_o   (11)

$X_b=-\frac{R}{{\mathrm{\λ}}_2}---\left(12\right)$

如图6-7所示的阻抗匹装置，若电磁超声换能器为并联型等效阻抗如图8所示，根据公式(13)、(14)先将并联型等效阻抗转换为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o；

$R_o=\frac{R_n{X}_n^2}{R_n^2+X_n^2}---\left(13\right)$

$X_o=\frac{R_n^2{X}_n}{R_n^2+X_n^2}---\left(14\right)$

再根据公式(7)计算出阻抗匹配系数λ₁，将λ₁代入公式(8)、(9)得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值；或，

再根据公式(10)计算出匹配系数λ₂，将λ₂代入公式(11)、(12)，得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值。

步骤5，最后，根据计算出的阻抗匹配网络的参数，选出阻抗匹配装置的工作效率最高的阻抗匹配网络。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种大功率高频激励源的阻抗匹配装置，其特征在于，包括信号源、DE类射频功率放大器、阻抗匹配网络和电磁超声换能器；

所述DE类射频功率放大器的电路中，第一功率管S₁与第二功率管S₂串联，第一电容C₁及第二电容C₂分别并联在所述第一功率管S₁和所述第二功率管S₂上，在所述第一功率管和所述第二功率管中点处，连接由谐振电容C_t和谐振电感L_t构成的串联谐振电路，所述谐振电感L_t的另一端为补偿电感L_x、负载等效阻抗Z＝R与S₂的源极构成的回路，所述串联谐振输出电路的工作频率为f_o；

所述阻抗匹配网络分为串联型阻抗匹配网络或并联型阻抗匹配网络；

所述电磁超声换能器的等效阻抗为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o或并联型等效阻抗 $Z_n=\frac{j{R}_n{X}_n}{R_n+j{X}_n}.$

2.根据权利要求1所述的大功率高频激励源的阻抗匹配装置，其特征在于，若所述电磁超声换能器的等效阻抗为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o，所述阻抗匹配网络为：

等效负载阻抗Z与电抗X_a串联，再连接电抗X_b和阻抗Z_o；或，

等效负载阻抗Z与电抗X_b并联，再连接电抗X_a和阻抗Z_o。

3.根据权利要求1所述的大功率高频激励源的阻抗匹配装置，其特征在于，若所述电磁超声换能器的等效阻抗为并联型等效阻抗所述阻抗匹配网络为：

等效负载阻抗Z与电抗X_a串联，再连接电抗X_b和阻抗Z_n；或，

等效负载阻抗Z与电抗X_b并联，再连接电抗X_a和阻抗Z_n。

4.根据权利要求1所述的大功率高频激励源的阻抗匹配装置，其特征在于，串联谐振输出电路的工作频率满足：f₁＜f_o＜f₂；

其中， $f_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L{C}^{\′}}},f_2=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{{\mathrm{LC}}^{\′\′}}},C_o=C_1=C_2,C^{\′}=\frac{2C_o{C}_t}{2C_o+C_t},C^{\′\′}=\frac{C_o{C}_t}{C_o+C_t},$ L＝L_t+L_x。

5.一种如权利要求1所述的大功率高频激励源的阻抗匹配装置的实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，设定所述DE类射频功率放大器的负载等效阻抗为Z＝R，根据所述电磁超声换能器的额定功率来确定所述阻抗匹配装置的输出功率P_o，由公式(1)可以得出所述DE类射频功率放大器的直流电压V_cc；

$P_o=\frac{V_{\mathrm{cc}}^2}{2{\mathrm{\π}}^{2}R}---\left(1\right)$

步骤2，根据公式(2)计算出所述第一功率管S₁与所述第二功率管S₂上并联的第一电容C₁及第二电容C₂的值；

$C_1=C_2=\frac{1}{4{\mathrm{\π}}^2{f}_{o}R}-C_{\mathrm{oss}}---\left(2\right)$

其中，C_oss为所述第一功率管S₁和所述第二功率管S₂自身的寄生电容；

步骤3，设定所述串联谐振输出电路L_t-C_t的品质因素Q，工作频率为f_o，根据公式(3)、(4)、(5)、(6)分别计算出所述补偿电感L_x、谐振电感L_t、谐振电容C_t和总电感L的值；

$L_x=\frac{R}{4f_o}---\left(3\right)$

$L_t=\frac{\mathrm{QR}}{2\mathrm{\π}{f}_o}---\left(4\right)$

$C_t=\frac{1}{2\mathrm{\π}{f}_o\mathrm{QR}}---\left(5\right)$

$L=L_t+L_x=\frac{2Q+\mathrm{\π}}{4\mathrm{\π}{f}_o}R---\left(6\right)$

步骤4，根据所述电磁超声换能器的说明书选取其阻抗形式为串联型或并联型，选取其阻抗为感性或容性，计算所选取的阻抗匹配网络的参数；

步骤5，根据计算出的阻抗匹配网络的参数，选出所述阻抗匹配装置的工作效率最高的阻抗匹配网络。

6.根据权利要求5所述的大功率高频激励源的阻抗匹配装置的实现方法，其特征在于，步骤4中，若所述电磁超声换能器为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o，

阻抗匹配系数λ₁由公式(7)计算得出，将λ₁代入公式(8)、(9)得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值；

${\mathrm{\λ}}_1=\±\sqrt{\frac{R_o^2+X_o^2-{\mathrm{RR}}_o}{{\mathrm{RR}}_o}}---\left(7\right)$

X_a＝λ₁R                  (8)

$X_b=\frac{-(R_o^2+X_o^2)}{{\mathrm{\λ}}_1{R}_o+X_o}---\left(9\right)$

或，

阻抗匹配系数λ₂由公式(10)计算得出，将λ₂代入公式(11)、(12)，得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值。

${\mathrm{\λ}}_2=\±\sqrt{\frac{R-R_o}{R_o}}---\left(10\right)$

X_a＝λ₂R_o-X_o               (11)

$X_b=-\frac{R}{{\mathrm{\λ}}_2}---\left(12\right)$

7.根据权利要求5所述的大功率高频激励源的阻抗匹配装置的实现方法，其特征在于，步骤4中，若所述电磁超声换能器为并联型等效阻抗根据公式(13)、(14)先将并联型等效阻抗转换为串联型等效阻抗Z_o＝R_o+jX_o；

$R_o=\frac{R_n{X}_n^2}{R_n^2+X_n^2}---\left(13\right)$

$X_o=\frac{R_n^2{X}_n}{R_n^2+X_n^2}---\left(14\right)$

再根据公式(7)计算出阻抗匹配系数λ₁，将λ₁代入公式(8)、(9)得出X_a和的X_b电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值；或，

再根据公式(10)计算出匹配系数λ₂，将λ₂入公式(11)、(12)，得出X_a和X_b的电抗值；若电抗值为正数时，则为感抗，得出电感值；若电抗值为负数，则为容抗，得出电容值。