CN104883036A

CN104883036A - 动态开关式整流电路及方法

Info

Publication number: CN104883036A
Application number: CN201510263371.3A
Authority: CN
Inventors: 张贻强
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2014-08-12
Filing date: 2015-05-21
Publication date: 2015-09-02
Anticipated expiration: 2035-05-21
Also published as: US9762139B2; US20160049857A1; CN104883036B; WO2016023114A1

Abstract

动态开关式整流电路及方法，电路包括MOSFET，其漏极和源极分别连接交流电源的相线和中线，并将电流通过源极到漏极的一端作为直流输出端：一电流检测及控制电路包括一输入电流导体，串联在MOSFET的源极和漏极的电流回路中，交流电源的至少一正半周期和负半周期的电流流经该输入电流导体，电流检测及控制电路根据输入电流导体的电流输出一开关控制信号；其中，该开关控制信号发送至MOSFET的栅极，以控制MOSFET打开或关闭。本发明利用MOSFET极低的导通内阻作为整流电路，在大电流、高功率整流电路上可极大的降低整流压降，从而降低功耗，设计结构简单、可靠，应用领域广泛。

Description

动态开关式整流电路及方法

技术领域

本发明涉及一种整流电路，更具体地，涉及一种使用霍尔效应开关检测电流，以实现动态控制MOSFET的动态开关式整流电路及方法。

背景技术

通常的AC转换DC的整流电路是利用二极管的P-N结的单向导通特性实现。当小电流流经二极管时，普通二极管将有0.7V电压降，肖特基类型的二极管有0.3V。如果大电流流经二极管，比如100A或者200A，该压降可以高达1.0V或者更高。由此产生100W或者200W的功耗。在大电流整流应用的领域比如汽车的发电机等，该功耗是非常可观的。尤其在汽车发动机125摄氏度的环境温度里，150A最大的整流要求下，由二极管整流所产生的功耗将大大的降低设备的效率，可靠性。

MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)，这里指大功率MOSFET，利用其非常低的导通时的电阻特性，应用在整流电路上。例如，由LinearTechnology制作的一款型号为LT4310/LT4320-1的芯片，用于控制由四个N通道MOSFET组成的整流桥。美国专利文献20140129850(授权Linear Technology)公开一个开关式MOSFET整流桥电路，在该申请的0048段落中描述了由比较器和无源电路控制MOSFET，其通过检测输入电流的极性由比较器和无源电路控制MOSFET导通或截止。

由电压比较器或者固态电路检测AC电压过零点极性用于控制MOSFET打开或者关闭状态。这类型的MOSFET控制电路比较复杂。在动态感性负载和容性负载的情况下，电压检测可能不够可靠。

发明内容

本发明旨在于提供一种动态开关式整流电路及方法，其通过电流检测控制MOSFET。

本发明的目的是为大电流整流应用上提供简单，高效率的方案。

以下所表达的发明内容，由此产生的附带功能、特点，或者通过实践所产生的，都属于本发明范畴。本发明的目的、优点将由附带的设计图纸以及权利要求予以展示。

为取得上述效果以及实现上述目的，本发明包括一电流检测部件，其包括：一形成一间隙的铁磁芯；一导体缠绕在铁芯上；其中，当电流通过导体时，磁芯的间隙产生电磁场；一霍尔效应开关安装在间隙内。该霍尔效应开关在交流电流或半波电流通过导体时的半周期内，产生开信号和关信号。

另一方面，本发明还提供一种方法，用于将来自AC电源的AC电压转换为一DC输出端的一DC电压，其包括将MOSFET的源极和漏极分别连接AC电源的相线与中性线，将其中一端作为DC输出端。在至少一AC电源的正半周期和负半周期，检测通过MOSFET的源极和漏极的电流，以根据该电流产生一开关控制信号；以及根据该开关控制信号控制MOSFET的导通和截止。

在一些实施例中，检测步骤包括：电流通过一输入电流导体，该输入电流导体在一个C型铁磁芯绕过至少一匝；以及由安装在C型铁磁芯内的霍尔效应开关产生该开关控制信号。该霍尔效果开关根据铁磁芯的间隙的磁通密度在第一状态和第二状态之间改变其状态，以产生该开关控制信号。

另一方面，本发明提供一种整流电路，用于将AC电源的AC电压转换为一DC输出端的DC电压，其包括：一MOSFET的源极和漏极分别连接AC电源的相线与中性线之间，其中一端作为DC输出端，以使得电流流经源极和漏极之间；以及一电流检测及控制电路包括一串联连接的输入电流导体，在AC电源的至少一正半周期和负半周期内，随着电流流经MOSFET的源极和漏极，该电流检测及控制电路输出一开关控制信号，其中，该开关控制信号输出至该MOSFET的栅极，以使得MOSFET根据该开关控制信号导通或截止。

另一方面，本发明提供一种整流电路，用于将AC电源的AC电压转换为一DC输出端的DC电压，其包括：MOSFET的源极和漏极分别连接AC电源的相线和DC输出端的一端，以使得电流流经MOSFET的源极和漏极；以及一电流检测及控制电路包括一串联连接的输入电流导体，在AC电源的至少一正半周期和负半周期内，随着电流流经MOSFET的源极和漏极，该电流检测及控制电路输出一开关控制信号，其中，该开关控制信号输出至该MOSFET的栅极，以使得MOSFET根据该开关控制信号导通或截止；以及连接一AC电源的电源电路，用于产生一DC工作信号，并将该DC工作信号发送至电流检测及控制电路。

整流电路可以应用在单相半波，中心抽头双相全波，单相全波以及三相全波的整流结构中。

另一方面，本发明还提供一种电路，用于将三相AC电源的三相AC电压转换为一DC输出端的一DC电压，其包括第一至第六MOSFET。其中，第一至第三MOSFET的源极分别连接AC电源的其中一相线；第一至第三MOSFET的漏极连接DC输出端的一端；以及第四到第六的MOSFET的源极分别连接DC输出端的另一端，以及第四到第六的MOSFET的漏极分别连接AC电源的其中一相线。其中，第一和第四，第二和第五，第三和第六MOSFET分别构成第一至第三半桥。第一至第三半桥驱动电路分别发送驱动信号至第一至第三半桥的各MOSFET的栅极，以控制各MOSFET的导通或截止；该第一至第三半桥驱动电路用于接收来自一外部控制器的控制信号；第一至第六电流检测及控制电路各包括一输入电流导体，第一至第六MOSFET中的每一个的源极与漏极之间的电流流经相应的一输入电流导体。其中，第一至第六电流检测及控制电路接收一通用输入DC电压，并将其作为一工作电压；其中，当输入DC电压为高电平时，每一电流检测及控制电路根据对应的输入电流导体的电流输出一开关控制信号；当输入DC电压为低电平时，每一电流检测及控制电路输出一间歇性关断信号。来自第一和第四，第二和第五，第四和第六电流检测及控制电路的开关控制信号分别输入至第一至第三半桥驱动电路。

附图说明

图1为本发明第一较佳实施例的使用MOSFET的动态开关整流电路的电路示意图。

图1A为本发明第一实施例替代方案的使用MOSFET的动态开关整流电路的电路示意图。

图2为本发明较佳实施例的用于电流检测的霍尔效应开关的电路示意图。

图3为本发明较佳实施例的各种电压和电流信号的波形示意图。图4为本发明第一实施例应用于单相半波配置中的动态开关整流电路的示意图。

图4A为本发明第一实施例的另一替换方案应用于单相半波配置中的动态开关整流电路的示意图。

图5为本发明第二实施例应用于一双相中心抽头全波配置的动态开关整流电路的示意图。

图6为本发明第三实施例中应用于单相全桥配置的动态开关整流电路的示意图。

图7为本发明第四实施例中应用于三相全桥全波配置的动态开关整流电路的示意图。

图8为本发明第五实施例使用一MOSFET的动态开关整流电路的示意图。

图9为本发明第五实施例应用于单相半波配置的动态开关整流电路的示意图。

图10为本发明第六实施例应用于单相全桥配置的动态开关电路的示意图。

图11为本发明第六实施例应用于单相全桥配置的动态开关整流电路的示意图。

具体实施方式

下面将结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述：

本发明的各具体实施提供动态开关整流电路，用于AC-DC整流，适用于各种AC配置如单相半波、中心抽头双相全波、单相全波和三相全波等。以上每一整流电路包括三主要部件：一用于实现整流功能的MOSFET；一电流检测及控制电路，用于检测通过MOSFET的电流值，以产生一开或关信号至MOSFET；以及一电源电路，用于提供工作电压给电流检测及控制电路。

图1为本发明第一实施例的动态开关整流电路的示意图，其应用于单相半波配置中，该动态开关整流电路包括一MOSFET 1，优选为N通道功率MOSFET；一电流检测和控制电路2以及一电源电路3。本电路的AC输入端为单相交流电源，其包括一相线L和一中线N。MOSFET 1的源极S连接该相线L，MOSFET 1的漏极D连接正DC输出端DC+。AC中线N相当于负DC端DC-。DC负载连接于正DC输出端DC+和负DC输出端DC-之间。流经MOSFET 1的电流流过电流检测及控制电路2的一输入导体202。电流检测及控制电路2中仅该输入导体202可电性导通电流，其他元件均不可以，损耗可忽略不计。电流检测及控制电路2产生一控制信号Out，以输入至MOSFET 1的栅极G，进而控制MOSFET 1导体或截止。电流检测及控制电路2的地线GND连接MOSFET 1的源极S(即输入端的相线L)。电源电路3连接于AC输入端的相线L和中线N之间，以给电流检测及控制电路2提供一工作电压Vcc。

值得注意的是，电流检测及控制电路2与MOSFET 1是串联连接关系，即既可以连接至MOSFET 1的前端，也可以连接至MOSFET1的后端。

P通道的功率MOSFET可以替换N通道的MOSFET使用。但是N通道的MOSFET是比较好的选择，因为其具有更低的导通内阻，允许更大的电流，并且相对成本低。

图1所示的整流电路的工作原理如下：

如图1所示，若MOSFET 1截止，在MOSFET 1的源极S和漏极D之间的内置二极管在AC电压的正半周期为正向偏压，则电流会流经该二极管。在正半周期，若MOSFET导通，电流将流经MOSFET的通道。因此，不管MOSFET是否打开，电流都会通过MOSFET的源极S和漏极D之间。该电流还流经电流检测及控制电路2。该电流检测及控制电路2用于检测输入导体202的电流值，，当电流值上升至一第一预设阈值以上时，该电流检测及控制电路2产生一导通控制信号，以打开MOSFET 1。当电流下降至第二预设阈值以下时，电流检测及控制电路2产生一个关闭控制信号，以关闭MOSFET 1。第一预设阈值和第二预设阈值可以相同或不同，后续会更详细描述。优选地，阈值电流值可相对小，比如5A，而AC电源的工作电流可以高达100A或以上。

因此，正半波电流通过MOSFET1时，当电流比较小时，通过MOSFET的内置二极管，且MOSFET关闭；当电流比较大时，MOSFET打开，电流通过MOSFET的N通道(即内部阻抗)。当电流通过MOSFET内置二极管时，该内置二极管将像普通二极管一样产生一个压降如0.7V。由于通过的电流比较小(比如5A)，MOSFET的功耗也比较低。当电流增大，MOSFET被打开，电流将通过MOSFET的N通道，因为其内阻极小。(此时S-D的电压会比内置二极管产生的0.7V小很多)。

图2是电流检测及控制电路2产生的开和关信号的波形图。波形a代表输入交流电压(如50HZ)，波形b代表导体202对应的电流(也即是流过MOSFET1的电流，无论通过其内置二极管或者N通道)。在一固定电压下，电流变化取决负载。例如，在图中，波形b的电流平均值是15A。

如图2所示，在AC电压的正半周期中，电流从过零点时刻t0的0安培上升到时刻t1的第一个阈值电流(比如5A)，此时电流检测及控制电路2检测到该电流值并输出一导通信号给MOSFET，以打开MOSFET。MOSFET保持打开状态直至时刻t2，此时电流下降至第二阈值电流，使得电流检测及控制电路输出一个关闭信号，以关闭MOSFET。

在时刻t0至时刻t1的时间段T1期间，电流检测及控制电路2持续输出关闭信号，使得MOSFET保持处于关闭状态。因此，电流通过内置二极管，使得MOSFET的源极S和漏极D之间有0.7V的压降。在时刻t1至时刻t2的时间段T2期间，MOSFET保持打开，电流通过MOSFET的N通道，其产生的压降很低。功率MOSFET的导通内阻一般都很小，在毫欧级或更小，因此大电流(比如15A)时的压降几乎可以忽略。(在图2中，时间段T2期间的电压近乎为接近0电压的平行线)。在时刻t2至时刻t3的时间段T3期间，MOSFET处于关闭状态，内置二极管恢复工作，重新产生0.7V压降。

在AC电压的负半周期内，MOSFET的内置二极管处于反接状态，不导通电流。由于MOSFET处于关闭状态，也不导通电流。因此，在负半波期间没有电流通过输入导体202，电流检测及控制电路输出关闭信号，使得MOSFET1保持关闭状态。该过程在AC电压的下一周期重复。

总而言之，电流检测及控制电路在正弦波半周期中起到控制MOSFET1进行动态开关整流的作用；MOSFET在正弦波的每一正半周期的两时刻交替打开和关闭(不是在过零点)。

这种控制的优点在于不需要检测具体过零点的位置，且可完全在正半周期内工作。过零点检测技术需要检测信号在过零点前后的位置(包括正半周期和负半周期)。

电流检测控制电路的阈值电流可以由具体应用设计决定。在一固定阈值电流值时，当电流增大，MOSFET的导通时间段T2也同时加长。在一些大电流整流应用的设计中，阈值电流可以相应提高。

如前所述，电流检测及控制电路2是根据检测电流的大小控制MOSFET，而不是根据电压检测的方式。在较佳实施例中，电流检测及控制电路2包括一铁磁心和一个霍尔效应开关，如图3所示。

参见图3，电流检测及控制电路2A包括缠绕有导体202(即线圈)的铁磁芯201。铁磁芯是由适当的导磁材料做成。比如具有高磁导特性和低剩磁特性的硅钢叠片。导体202与MOSFET串联连接(如图1所示)。导体线圈202在磁心上的匝数可以根据需要设定(导体通过磁心一次定义一匝)。导体必须根据设计的电流配足够的线径。铁磁心201优选为C型结构，其形成一间隙(或开口)203。当电流(AC或者DC)通过导体202时，间隙203内部产生磁场。磁场强度随着电流大小而变化，并且几乎没有延迟。在一固定电流通过导体202时，在间隙203内部产生的磁场强度取决于导体线圈匝数、磁心材料、磁心尺寸以及间隙的开口尺寸。匝数越多，磁心越大，间隙的开口越小，间隙内部的磁场强度就越大。

一霍尔效应开关204安装在间隙203内。参见图3，图框204A展示了霍尔效应开关芯片内部电路图以及管脚结构；霍尔效应开关芯片主体放置在磁心间隙203内，其管脚伸出。如图3所示，霍尔效应开关的管脚对应连接图1所示的电流检测及控制电路的引脚。霍尔效应开关可以在现有市场上购得。

霍尔效应开关根据磁通量密度对应输出一高/低电平信号，应用在很多领域上。霍尔效应开关设计有两参数，即动作点Bop和释放点Brp。当磁通量密度增加至动作点Bop以上，霍尔效应开关输出从一第一状态至第二状态(比如从高到低；或者称为触发)的变化；这个触发状态维持到磁通量密度低释放点于Brp时，霍尔效应开关输出输出从第二状态至第一状态的变化(或者称为复位)。单磁极性的霍尔效应开关的动作点Bop和释放点Brp都工作在同一方向的磁场极性。但是动作点Bop的磁通量密度通常要大于释放点Brp，霍尔效应开关会有滞磁现象。由此得出第一阈值与第二阈值电流也是不同的。在图2c所示的波形的t2时刻的电流略低于t1时刻的电流。相应地，t2时刻距离第二过零点t3比t1距离第一过零点t0更近。

由于通过导体的电流方向没有变化，因此铁磁心1间隙203内部的磁场方向也不会有变化。因此可以应用在整流电路的霍尔效应开关可以选用单一磁极结构或者双磁极结构(只在一固定磁极N或者S内工作)。

在设计电流检测控制电路时要考虑几种参数包括导体线圈202匝数，磁心材料，磁心尺寸和形状，间隙203的尺寸和霍尔效应开关204的动作点Bop,释放点Brp等，以上参数是用于设计理想的控制MOSFET1的控制信号。例如，霍尔效应开关的动作点Bop是80高斯，释放点Brp是70高斯，触发电流是5A，关闭电流是4.4A。设计磁心尺寸，间隙和导体的匝数就要满足在5A时，间隙内产生80高斯以上的磁场强度，在4.4A时，磁场强度低于70高斯。

另外，磁心201的设计必须在最大励磁电流过后，其剩磁不超过霍尔效应开关的释放点Brp。

此前提到，磁场在50-60Hz或者100Hz的频率下是不存在延迟。霍尔效应开关的速度在50-60Hz或者100Hz的应用下是不存在问题。霍尔开关对超强磁场B没有限制。

一般现有的霍尔效应开关在没有磁场下的输出是高电位(其输出管脚对地)。当被触发后输出为低电位。因此，电流检测及控制电路2中使用逻辑反相器将霍尔开关的输出反相后再控制MOSFET。在图1中，逻辑反相器是电流检测及控制电路2的一部分，以保证电路2所输出的信号极性适合MOSFET工作。

电源电路3，也称为浮动电压泵，用于相对AC电源的相线L产生一浮动DC电压，以提供给电流检测及控制电路2。要使得N通道的MOSFET进入导通状态，MOSFET的G－S极之间必须提供5V—20V的电压。由于AC输入端的相线与MOSFET的源极S连接，必须使用浮动电压泵提供给MOSFET的栅极G作为栅极电压。

例如，泵压电路可以使用小功率变压器，或者由多个二极管和多个电容器组成的倍压电路。若是使用变压器，其次级线圈一端连接交流电AC的相线，另外一端将产生高于相线的电压，比如高于相线12V。该电压通过一个整流二极管转换成直流电压，然后供应给霍尔效应开关以及MOSFET的栅极驱动。

浮动电压泵是根据电流检测控制电路的直流Vcc(一般12V)的要求设计输出一DC电压。该电压设计基于给定的AC电压。在使用变压器的情况下，其输出线圈电压设计在12V范围，其输入线圈取决交流AC电压。例如，如果变压器输入12V，输出也是12V，在AC输入端可以接稳压装置，比如TVS器件(双向瞬态抑制二极管)。变压器的频率设计要求符合AC电压的频率。一般浮动变压器要求的功率很小，大概0至1W的范围。

前面提到，当MOSFET1打开时，其损耗取决于导通时的阻抗。多个MOSFET器件并联，可以由同一信号控制，以此达到降低导通阻抗。

以上描述的整流电路适合各种形式的交流电，参见图4至图7。

参见图4，MOSFET Q1对应为图1的MOSFET1。在虚线方框20A中的元件(H1B、Q2、R1、R2)对应构成图1中的电流检测及控制电路。虚线方框30A中的元件(R0、TVS、变压器、D1和C1)对应构成图1的浮动电压泵。图4的工作原理与图1是同样的，浮动电压泵以及逻辑反相电路在以下进一步详细描述。

本实施例中，浮动电压泵30A包括一1:1的变压器T，其初级线圈的一端接AC电压的中线N，另一端串联接电阻R；12V的TVS(双向瞬态抑制二极管)与初级线圈并联，用于稳定初级线圈在12V电压。变压器的次级线圈输出12V的AC电压，其线圈一端连接AC输入端的相线L，另一端连接二极管D的阳极。二极管D的阴极连接浮动电压泵的输出端A，一电容C(大约10uF)连接输出端A和相线L之间。二极管D和电容C用于将变压器的次级的交流电转换成DC电压至输出端A。也就是说，浮动电压泵30A是对应AC电压的相线L上产生浮动直流电压(如12V)。该电压驱动电流检测及控制电路20A。

浮动电压泵可以使用其他泵电压或者倍电压电路取代变压器。电路连接关系可根据具体应用而相应更改。例如，如果使用DC-DC方式的电压泵，该电路应该接到MOSFET的后面，以获取DC输入。

另外举例，浮动电压泵可以由两个二极管和两个电容器组成的倍压电路。这些电路在低AC整流电路的情况下是可行的，比如6-12AC范围。电容和二极管组成的电压泵又称为倍压器。例如，如果输入AC是12V，整流后变成12V DC电压，若使用倍压器，输出对地变成24V DC电压。当在12V AC电压的正半周期时，该24V电压可以提供MOSFET一合适的栅极电压，以满足导通要求。此时最大的栅极-源极压降G-S不会超过24V。当在AC电压进入负半周期时，最大的栅极-源极压降G-S可以达到36V。一般普通MOSFET的最大栅极-源极压降不超过30V。因此就要在倍压后的24V后面再加一个稳压电路，使电路更复杂，成本增加。

在电流检测及控制电路20A中，元件H1B是电流检测电路，其包括设有线圈的铁磁心和霍尔效应开关，与图3所示的结构相似。其接地端与相线L连接。其参考电压输入端Vcc与电压泵30A的输出端A连接。当霍尔效应开关触发时，电流检测电路H1B的输出引脚3输出一低电平信号。MOSFET Q2与电阻R1形成一个逻辑反相器，以将电流检测电路H1B输出的信号反相转换为控制信号。具体地，电流检测电路H1B的输出端连接MOSFET Q2的栅极G，，MOSFETQ2的源极S连接AC电压的相线L，当电流检测电路H1B输出低电平信号时，MOSFET Q2关闭。由于MOSFET 2的漏极D通过电阻R1连接电压泵，使得MOSFET 2的漏极D的电压上拉，而MOSFET2的漏极D与MOSFET Q1的栅极G相连，使得MOSFET Q1导通。当电流检测电路H1B输出高电平信号，MOSFET Q2打开，使得MOSFET Q2的漏极D对浮动地L相连，MOSFET Q2的源极输出低电位给MOSFET Q1，使得MOSFET Q1关闭。逻辑反相器可以采用现有市场各种零件形式。如果H1B的信号极性内部调整后输出，逻辑反相器可以不需要。

这里电阻R2是针对霍尔效应开关的拉低电阻。因为在没有磁场下，霍尔开关输出是高电位。当触发后，霍尔开关内部的FET打开，电阻R2针对霍尔开关是负载。有些霍尔开关可以不需要电阻R2。

虽然在图1和图4中，MOSFET的源极S与AC输入端连接，漏极D连接DC输出端，同样MOSFET的源极S和漏极D可以用完全相反的连接方式，也就是说，源极连接接DC输出端，漏极连接AC输入端，如图图1A和图4A所示。电流检测及控制电路2’和20A’的接地端、电源电路3’和30A’的变压器的次级线圈的上端仍然连接MOSFET的源极S，但此时它们相当于连接DC输出端。由此电流检测及控制电路2’和20A’会给MOSFET的栅极-源极G-S提供控制电压。电源电路3’和30A’将针对MOSFET的源极S提供浮动直流电压。整个电路变化的元件大致保持一致。电路工作原理也是一样的。但是整流电AC电路将交流电的负周期电压转换成负直流输出。

同样地，以下每一实施例如图5至图7所示的，MOSFET的方向都可以反接。

参见图5，该电路包括MOSFET Q1和MOSFET Q2，MOSFET Q1和MOSFET Q2分别连接AC输入端的第一相线L1和第二相线L2，相应地，第一电流检测及控制电路(主要由元件H1B、Q3、R2、R3构成)控制MOSFET Q1，第二电流检测及控制电路(主要由H2B、Q4、R4、R5构成)控制MOSFET Q2；一浮动电压泵分别供应电压给第一和第二电流检测及控制电路。两电流检测及控制电路除了接地端分别连接相线L1和L2，其他均与图4所示的电流检测及控制电路20A相同。

参见图5，,浮动电压泵包括一输出中心抽头变压器T、TVS、电阻R1、二极管D1、二极管D2、电容器C1和电容C2。其结构和工作原理与图4中的浮动电压泵30A的描述一样。略有不同的是变压器的初级绕组的两输入分别连接相线L1和L2。另外，变压器包括两单独次级绕组，且分别对应两组单独整流组件(D1和C1、D2和C2)。浮动电压泵分别提供电压给第一和第二电流检测及控制电路。

每一MOSFET的工作方式与上述类同。两MOSFET Q1和Q2分别在交流电的正半波和负半波导通。他们的输出端连接整流电路的正直流输出端DC+，中心抽头(即中线N)构成负直流输出端DC–，从而形成全波整流。

参见图6，该电路包括MOSFET Q1至Q4。第一电流检测控制电路(主要由元件H1B、Q5、R1、R2构成)和第二个电流检测控制电路(主要由元件H2B、Q6、R3、R4构成)用于控制4个MOSFET。一个浮动泵电压(主要由元件T、D1、C1、D2、和C2构成)分别向第一和第二电流检测及控制电路提供电压。

4个MOSFET形成全桥整流；在AC电压的正半周期，MOSFETQ1和Q4导通，以通过输出端DC+输出直流电压；在AC电压的负半周期，MOSFET Q2和Q4导通，以通过输出端DC+输出直流电压。

两电流检测及控制电路除了接地端分别连接相线L和中线N，其他均与图4所示的电流检测及控制电路20A相同。电流检测电路H1B和H2B的所输出的信号分别由两反相器(其中一反相其由Q5和R1构成，另一由Q6和R3构成)进行信号转换，并且分别输出给上半桥的MOSFET Q1和Q2的栅极。电路还包括两个光耦U3U4。光耦U3和U4分别将来自电流检测电路H1B和H2B的信号分别发送至下桥的MOSFET Q3和Q4。需注意的是，光耦U3和U4本身具有反相功能。例如，H1B输出高电位(霍尔开关没有触发)光耦U4打开，将MOSFET Q4的栅极G对应漏极D的电压拉低，使得MOSFETQ4关闭。当H1B输出低电位(霍尔开关打开)，光耦U4关闭，Q4的G－S极电压升高，Q4打开。电阻R5和稳压二极管D3提供给下桥的MOSFET Q3和Q4栅极工作电压，以及光耦U3和U4的工作电压，从而实现一控制电路控制两MOSFET。

这种情况下，MOSFET Q1和Q4在同一时间打开；Q2和Q3也在同一时间打开，由此实现整流桥电路。

如果H1B和H2B输出极性调整，可以直接控制MOSFET，逻辑反相器因此可以省略的情况下，光耦隔离器U3和U4也要因此做调整,不再反相H1B和H2B输出信号。

图6中的浮动电压泵是一个包括两次级线圈的变压器，其初级线圈连接单相AC电源，两次级线圈分别输出两整流后的12V浮动DC电压至两电流检测及控制电路。两电流检测及控制电路的接地端分别连接相线L和中线N。

图4至图6中的整流电路可以做成独立的整流模块，无需外接电路或者信号，只需要被整流的AC电源。因此，他们可以直接取代传统二极管整流模块。内部各种元件的参数，例如MOSFET、铁磁心、霍尔效应开关、变压器等都可以根据被整流的AC电源的电压、电流和频率做相应设计调整。

参见图7，该图中的A、B、C代表永磁三相电机(图未示)的三相线。DC+代表直流总线正极，DC-代表直流总线负极。

该电路包含了6个功率MOSFET Q1至Q6组成一标准的三相永磁电机全桥驱动电路。具体些，MOSFET Q1、Q2、Q3的源极S分别连接对应的A、B,、C相线；MOSFET Q1、Q2、Q3的漏极D连接直流总线正极DC+。MOSFET Q4、Q5、Q6的漏极D分别连接对应的A、B、C相线；MOSFET Q4、Q5、Q6的源极S连接DC-。因此，MOSFET Q1与Q4、Q2与Q5、Q3与Q6形成一个全桥电路。永磁电机由外力驱动下作为发电机而产生电压和电流，控制电路将可以由MOSFET Q1至Q6形成全桥电路变成开关式整流电路。

当三相H桥作为驱动电路使永磁电机产生速度和扭力(驱动模式)时，直流电压供应给DC+和DC-；电机三相线A、B、C形成交流电流。在此模式下，MOSFET Q1至Q6分别由半桥驱动器U1至U3驱动(U1驱动Q1和Q4，以此类推)打开或关闭而产生三相交流电。半桥驱动器U1—U3由微处理器MCU控制(微处理器不在图中)。微处理器的三对IO口分别为IO1和IO4、IO2和IO5、IO3和IO6。一系统电压如12V DC供应给半桥驱动器。半桥驱动器芯片可以选择International Rectifier Inc.公司的IR2102或者IR2102S等。其他公司的类似半桥驱动芯片也可以。三相全桥电机驱动模式包括如何使用MCU以及驱动芯片为现有技术，这里不需要详解。

当三相全桥作为动态开关式整流电路(整流模式)时，由电机线圈产生的三相电压在A、B、C相线上转换成直流电压，并通过直流DC+和DC－输出。在这个模式下，6个MOSFET Q1至Q6由半桥驱动器U1至U3驱动。但是半桥驱动器U1至U3分别由6个电流检测电路H1B至H6B控制。电流检测电路H1B至H6B与在图4中的H1B类似。电流检测电路H1B至H6B共用接地点。他们的供电由外接直流DC电源如5至12DC提供。该电源作为一个选择开关功能，具体稍候解释。需注意的是，具体实施例中的半桥驱动U1至U3(IR2102s)的输入端为逻辑反相输出。是否采用逻辑反相器取决于电流检测电路H1B至H6B的输出逻辑电位的极性以及半桥驱动U1至U3的输入逻辑极性。

从每一电流检测电路(H1B和H4B等)输出的信号，做必要的反相处理后，输出给对应的半桥驱动U1的IO输入口(IO1和IO4等)。因此，两个MOSFET(Q1和Q4)将被H1B和H4B分别控制。在驱动模式中，MCU使用同样的IO口(IO1、IO4等)。

在图7中不需要在图4至6中的浮动泵压变压器。因为电流检测电路H1B至H6B有外部电源供给，半桥驱动IC U1-U3驱动MOSFET Q1至Q6。实际上，半桥驱动IC U1-U3取代了在图4至6中的变压器功能。

图7中的功能选择，即驱动模式/整流模式由一选择开关实现。该选择开关是一个直流电压供给电流检测电路H1B-H6B。在驱动模式下，DC总线上电；选择开关电压拉低；MCU输出控制信号给IO口。由于没有工作电压，电流经过电流检测电路时不存在输出信号。MCU控制半桥驱动IC U1至U3，使得MOSFET Q1至Q6在相线A、B、C实现三相交流。在整流模式下，选择开关电压高，MCU控制关闭。电流检测电路H1B至H6B提供控制信号给半桥驱动芯片U1-U3。由此驱动MOSFET Q1-Q6实现三相交流开关整流到直流DC+和DC-。

在图7中，6个MOSFET Q1至Q6和3半桥驱动芯片U1至U3既在驱动模式上使用，又可以在整流模式使用上，在产品结构上不需要重复。因此该电路非常有用，比如在混合动力汽车和其他电力应用上，电机既可以作为动力电机，又可以作为发电电机。

另外一种电路结构方式，如果三相全桥电路只作为整流电路，可以省略半桥驱动芯片U1至U3，使用变压器提供浮动泵压电路供应电压给6电流检测电路。

在以上的具体描述中(即图1、图1A和图4至图7)，电流检测控制电路的电流输入导体与对应的MOSFET(1和Q1至Q6)在AC线路上是直接串联。例如，在图1、图1A、图4和图4A，他们都在交流电源这一边；在图5中,Q1和H1B在L1上，Q2和H2B在L2上；在图6中，Q1和H1B在同一个桥臂，Q2和H2B在同一个桥臂。在图7中，Q1和H1B在同一桥臂，Q2和H2B也是同样，等等。

在以下的具体描述中(图8至图11)，电流检测控制电路与MOSFET依然是串联，在同一电流回路，但不是必须直接连接在一条相线上。

本发明第五实施例中，在图8的电路图中，电流检测及控制电路2的电流输入导体4连接单相AC电源的相线L，而MOSFET 1连接在AC电源的中线N的电流回路上。MOSFET 1的漏极D连接中线N，源极S连接负直流输出端DC-。AC电源的相线作为正直流输出端DC+。在此结构中，电流检测及控制电路的输入导体与MOSFET 1仍然是串联，其根据所检测的电流控制MOSFET 1打开或关闭。其工作原理与图1、图2和图3的相同。直流输出端DC+和DC-提供给电流检测及控制电路的电压，不需要浮动泵压电路。

参见图9，MOSFET Q1对应在图8中的MOSFET 1。元件H是电流检测电路，包括设有线圈的铁磁心和霍尔效应开关，其与图3的结构一样。图8中的电流检测及控制电路2包括电流检测电路H、MOSFET Q2、电阻R1和电阻R2。在正周期，电流从电流检测电路H的引脚1流至引脚2，如果电流低于霍尔效应开关触发的阈值电流，其输出高电位，使得MOSFET Q2输出低电位，这样让功率MOSFETQ1保持关闭。MOSFET Q1的内置二极管完成电流回路。如果电流上升到足够大的时候，霍尔效应开关输出低电位，MOSFET Q2关闭并且输出高电位，这样使功率MOSFET Q1导通。这样电流通过功率MOSFET的内阻，绕过内置二极管。这里不需要像在图4的浮动变压器。

参见图10，图10所示的电路的4个MOSFET Q1至Q4组成AC输入端和DC输出端之间的整流桥。与图6的实施例做比较，在图6中有两分别连接MOSFET 1和MOSFET 2的电流检测电路H1B和H2B.在这里，只需要一个接入交流AC的相线中的电流检测控制电路HB。该电流检测电路HB包括设有线圈的铁磁心(类似图中3的结构)，但是有两个霍尔效应开关放置在铁磁心的间隙中。这两个霍尔效应开关放置在磁心间隙对应的磁极方向相互呈现180度位置。

电流检测电路HB的两个霍尔效应开关HALLA和HALLB通过管脚1和6分别输出两个控制信号至MOSFET Q5/Q6,光耦U1和U 2控制MOSFET Q1至Q4。更具体些，第一霍尔效应开关HALL A的管脚1通过Q5控制MOSFET Q1，再通过光耦隔离器U2控制MOSFET Q4；第二霍尔效应开关HALLB的管脚6通过Q6控制MOSFETQ2，再通过光耦隔离器U1控制MOSFET Q3。电阻R5、R6、R7、R8的功能为对光耦的二极管和输出限流，同时提供放电回路给MOSFET Q1至Q4。

一浮动电压泵(由双输出变压器T、二极管D1、电容C1、二极管D2和电容C2构成)提供第一和第二霍尔效应开关的电压。

具体工作流程：AC电流流经电流检测电路HB的引脚7和引脚8之间。当正半波电流通过引脚8至引脚7，如果电流低于霍尔效应开关的触发阈值，第一霍尔效应开关HALLA输出高电位(通过电流检测电路HB引脚1输出)，使得MOSFET Q5输出低电位给功率MOSFET Q1的栅极G，从而使得MOSFET Q1保持关闭状态；由于电阻R5与MOSFET Q1的栅极G相连，光耦U2的发光二极管关闭；结果光耦U2输出关闭，电阻R8低电位，由此使得MOSFET Q4的栅极G电压低，从而使得MOSFET Q4处于关闭状态。当正半波电流高于阈值，霍尔效应开关触发，MOSFET Q5输出高电位，MOSFET Q1的栅极G高电位，MOSFET Q1打开；光耦U2的发光二极管打开，光耦U2输出高电位给电阻R8，使得MOSFET Q4打开。在负半波电流通过电流检测电路HB的引脚7和引脚8之间，第二霍尔效应开关HALLB通过MOSFET Q6和光耦U1控制MOSFET Q2和Q3,方式与上相同。这里利用单相交流电流的正半波与负半波具有180度的优势，因此只需要一个铁磁心在电路上。

此实施例的另外的一种方式为，电流检测电路HB也可以接连在交流电源的中线回路上。

图6中说明提到其在电池类负载上有缺陷。在AC电源还没有提供给电路时，其下半桥的MOSFET Q3和Q4已经打开，因为正直流输出端DC+已经有电压，由此造成短路。但是在图10的电路中将不会有此缺陷。

图11的4MOSFET Q1至Q4组成位于AC输入端和DC输出端之间的全桥整流电路。图11的电路与图10的电路相似，不同的是使用两个半桥驱动芯片U1和U2取代了MOSFET Q5和Q6，以及光耦分别驱动MOSFET Q1和Q3、Q2和Q4。半桥驱动芯片U1和U2比如可以使用International Rectifier Inc.的IR2102型号或者其他适合的型号。

这里不需要在图6和图10中需要的浮动变压器。由一个稳压器U3取代；稳压器U3接收直流输出DC+输入的电压，进而输出恒定电压给霍尔效应开关HALLA和HALLB，以及半桥驱动芯片U1和U2。

具体工作流程：AC电流流经电流检测电路HB的引脚7和引脚8之间。当正半波电流通过引脚8到引脚7，如果电流低于霍尔效应开关的触发阈值，第一霍尔效应开关HALLA输出高电位(通过电流检测电路HB的引脚1)，使得半桥驱动芯片U1的输入引脚/HIN和输入引脚/LIN高电位。由此半桥驱动芯片U1的输出引脚HO和LO低电位，使得功率MOSFET Q1和Q4关闭。功率MOSFET的内置二极管导通电流。如果电流增高并且触发了第一霍尔效应开关HALLA，电流检测电路HB的输出引脚1为低电位。半桥驱动芯片U1的输出引脚HO和LO高电位，这样让功率MOSFET Q1和Q4打开。在负半波电流通过时，第二霍尔效应开关HALL B通过半桥驱动芯片U2控制功率MOSFET Q2和Q3。控制方式与上相同。这里利用单相交流电流的正半波与负半波具有180度的优势，因此只需要一个铁磁心在电路上。

图11的具体设计与图6相比有以下优点：设计除去了变压器，使用单一铁磁心内置2个霍尔效应开关，节约了空间。另外也排除了磁性的磁滞现象。更突出的是，该设计允许动态开关式整流器在更广的频率范围工作。

以上本发明的动态开关式整流具体设计描述具有很多的优点。他们利用了功率MOSFET的极低的导通内阻作为AC–DC整流电路。他们在大电流、高功率整流电路上可极大的降低整流压降，从而降低功耗。设计结构简单、可靠、有很多的应用领域。适用从几伏特到几百伏特的交流电源，电流可以高达几百安培。相比传统二极管整流方法，综合效率可以提高90％以上。动态开关式整流可以制造成独立的模块，无需外接电路直接取代工业中现有的二极管整流模块。

对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及变形，而所有的这些改变以及变形都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

Claims

1.一种动态开关式整流电路，用于将交流电源的交流电转换为直流输出端的直流电，其包括：

MOSFET，其漏极和源极分别连接交流电源的相线和中线，并将电流通过源极到漏极的一端作为直流输出端：

一电流检测及控制电路包括一输入电流导体，串联在MOSFET的源极和漏极的电流回路中，交流电源的至少一正半周期和负半周期的电流流经该输入电流导体，电流检测及控制电路根据输入电流导体的电流输出一开关控制信号；

其中，该开关控制信号发送至MOSFET的栅极，以控制MOSFET打开或关闭。

2.如权利要求1所述的动态开关式整流电路，其特征在于：电流检测及控制电路的输入电流导体连接于相线与直流输出端的正极之间，MOSFET的漏极连接中线，MOSFET的源极连接直流输出端的负极。

3.如权利要求2所述的动态开关式整流电路，其特征在于：电流检测及控制电路包括参考电压端和接地端，参考电压端和接地端分别连接直流输出端的正极和负极。

4.如权利要求1所述的动态开关式整流电路，其特征在于：当输入电流导体的电流达到一第一阈值以上时，电流检测及控制电路产生一开关控制信号，以打开MOSFET；当输入电流导体的电流在一第二阈值以下时，电流检测及控制电路产生一开关控制信号，以关闭MOSFET。

5.如权利要求1所述的动态开关式整流电路，其特征在于：电流检测及控制电路还包括：

一具有间隙的C型铁磁心，输入电流导体绕在该铁磁心一匝或者多匝；

一霍尔效应开关安装在铁磁心的间隙内，霍尔效应开关根据间隙内的磁通量密度对应改变第一状态和第二状态之间的输出状态。

6.如权利要求5所述的动态开关式整流电路，其特征在于：当磁通量密度上升至一动作点以上时，霍尔效应开关从高电平状态至低电平状态改变其输出状态；当磁通量密度下降至一释放点以下时，霍尔效应开关从低电平状态至高电平状态改变其输出状态；

该电流检测及控制电路还包括一反相电路，用于反相霍尔效应开关的输出信号。

7.如权利要求1所述的动态开关式整流电路，其特征在于：MOSFET是N通道的功率MOSFET。

8.如权利要求1所述的动态开关式整流电路，其特征在于：电流检测及控制电路连接在交流电源的相线与第一桥节点之间，或者连接在中线与第二桥节点之间；电流检测及控制电路产生若干开关控制信号；

其中，MOSFET也为第一MOSFET，第一MOSFET的源极连接第一桥节点，漏极连接直流输出端的正极；

整流电路还包括：

一第二MOSFET，其源极连接第二桥节点，其漏极连接直流输出端的正极，以使得电流在第二MOSFET的源极和漏极之间流通；

第三MOSFET，其漏极连接第一桥节点，其源极连接直流输出端的负极，以使得电流在第三MOSFET的源极和漏极之间流通；

第四MOSFET，其漏极连接第二桥节点，其源极连接直流输出端的负极，以使得电流在第四MOSFET的源极和漏极之间流通；。电流检测及控制电路所产生的开关控制信号发送至第一至第四MOSFET，以控制第一至第四MOSFET打开或关闭；

其中，直流输出端所产生的直流电压为全波直流电压。

9.如权利要求8所述的动态开关式整流电路，其特征在于：电流检测及控制电路包括设有间隙的C型铁磁心，输入电流导体在铁磁心上饶一匝或者多匝；

以及第一霍尔效应开关和第二霍尔效应开关安装在间隙内，且位于相反的磁极位置，每一霍尔效应开关根据间隙内的磁通量密度对应在第一状态和第二状态之间改变其输出状态。

10.如权利要求9所述的动态开关式整流电路，其特征在于：电流检测及控制电路还包括：

第五晶体管，用于根据第一霍尔效应开关的输出信号发送一控制信号至第一MOSFET的栅极；

第六晶体管，用于根据第二霍尔效应开关的输出信号发送一控制信号至第二MOSFET的栅极；

第一耦合电路，用于将来自第六晶体管的控制信号传输至第三MOSFET的栅极；

第二耦合电路，用于将来自第五晶体管的控制信号传输至第四MOSFET的栅极。

11.如权利要求9所述的动态开关式整流电路，其特征在于：电流检测及控制电路还包括：

一第一半桥驱动电路，用于根据来自第一霍尔效应开关的输出信号发送控制信号至第一MOSFET和第四MOSFET的栅极；

一第二半桥驱动电路，用于根据来自第二霍尔效应开关的输出信号发送控制信号至第二MOSFET和第三MOSFET的栅极。

12.如权利要求11所述的动态开关式整流电路，其特征在于：整流电路还包括一连接直流输出端的正极的稳压电路，用于输出一直流参考电压至第一和第二霍尔效应开关，以及第一和第二半桥驱动电路。

13.一种动态开关式整流方法，用于将交流电源的交流电转换为直流输出端的直流电，其特征在于：其包括：

将MOSFET的源极和漏极连接于交流电源的相线和中线之间，其中一端作为直流输出端；

在交流电源的至少一正半周期和负半周期内，检测流经MOSFET的源极和漏极之间的电流，以根据该电流产生一开关控制信号；以及根据该开关控制信号打开或关闭MOSFET。

14.如权利要求13所述的动态开关式整流方法，其特征在于：检测步骤还包括：

将电流流经一输入电流导体，该输入电流导体绕一匝或者多匝在一C型铁氧磁芯；

通过一安装间隙内的霍尔效应开关产生一开关控制信号，该间隙由该C型铁氧磁芯形成；

霍尔效应开关的开关控制信号根据间隙内的磁通量密度在第一状态和第二状态之间改变其输出状态。