CN104868804B

CN104868804B - 感测电机的反电动势

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Publication number: CN104868804B
Application number: CN201410826381.9A
Authority: CN
Inventors: S·K·洪
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Silicon Laboratories Inc
Priority date: 2013-12-26
Filing date: 2014-12-25
Publication date: 2018-06-05
Anticipated expiration: 2034-12-25
Also published as: CN104868804A; US20150188465A1; US9166507B2; DE102014019237A1

Abstract

装置包括控制器和比较器。控制器生成脉冲宽度调制(PWM)信号，以便以换向顺序驱动无刷直流(BLDC)电机的定子绕组，使得在给定时间的定子绕组中的一个开路；以及生成追踪信号，该追踪信号被同步到PWM信号并指示泄漏电流存在于开路定子绕组中的时间。比较器感测开路定子绕组的反电动势何时具有关联过零。通过追踪信号选择性地启用和禁用通过比较器进行的感测。

Description

感测电机的反电动势

背景技术

直流(DC)电机是使用DC功率以在机器的旋转构件或转子上产生扭力的机器。在典型的DC电机中，根据相位或换向顺序对电机的绕线施加或撤销电流；并且电流与DC电机的磁场的该交互作用产生扭力，以使电机旋转。

电流换向到DC电机的绕组的方式在不同的DC电机形貌之中变化。一种类型的DC电机是有刷DC电机，其中电刷机械地将电流换向到转子的绕线，并且有刷DC电机的定子具有永久磁体或产生恒定磁场的电磁体。在典型的无刷DC电机(BLDC)中，永久磁体被安装到转子中以产生磁场；并且半导体设备根据换向顺序用定子的绕线控制电流的切换。

发明内容

在示例实施例中，方法包括使用处理核心来调节第一信号的至少一个特征，该第一信号用于驱动无刷直流(BLDC)转子的第一定子绕组。外围部件用于生成追踪信号来响应第一信号，该追踪信号指示感测BLDC电机的第二定子绕组的反电动势的时间，并且感测反电动势来响应追踪信号。

在另一个示例实施例中，装置包括控制器和比较器。控制器生成脉冲宽度调制(PWM)信号，以便以换向顺序驱动无刷直流(BLDC)电机的定子绕组，使得在给定时间的一个定子绕组开路；以及生成追踪信号，该追踪信号被同步到PWM信号并指示当泄漏电流存在于开路定子绕组中时的时间。比较器感测开路定子绕组的反电动势何时具有关联过零。通过追踪信号选择性地启用或禁用通过比较器进行的感测。

在另一个示例实施例中，装置包括集成电路，该集成电路包括具有处理核心、比较器和计时电路的集成电路。计时电路适于提供多个第一信号，以便以换向顺序驱动无刷直流(BLDC)转子的多个定子绕组，使得以给定的换向顺序相位，多个定子绕组的给定定子绕组开路，并且计时电路适于提供追踪信号。比较器适于在反电动势的过零的给定相位期间感测给定定子绕组的电压，其中通过追踪信号控制给定相位期间的感测计时。

优点以及其他所需的特征将从以下附图、描述和权利要求中变得明显。

附图说明

图1为根据示例实施例的电机系统的示意图。

图2为根据示例实施例的无刷直流(BLDC)电机的定子绕组的示意图。

图3A、图3B和图3C为根据示例实施例示意性描述的BLDC电机的反电动势波形。

图4A为描述根据示例实施例的用于感测BLDC电机的反电动势的技术的流程图。

图4B为描述根据另一个示例实施例的用于感测BLDC电机的反电动势的技术的流程图。

图5为根据示例实施例的BLDC电机以及图1的电机系统的三相逆变器的电路示意图。

图6A、图6B、图6C、图6D、图6E和图6F为示出根据示例实施例的用于控制BLDC电机的高压侧脉冲宽度调制(PWM)的波形。

图7A示出根据示例实施例在PWM接通时间期间的图5的BLDC电机和三相逆变器中的电流。

图7B示出根据示例实施例在PWM断开时间的初始部分期间的图5的BLDC电机以及BLDC电机的三相逆变器中的电流。

图8A、图8B、图8C、图8D、图8E和图8F为示出根据示例实施例用于控制BLDC电机的低压侧PWM方案的波形。

图9A、图9B、图9C、图9D、图9E和图9F为根据示例实施例示出用于控制BLDC电机的补充的高压侧PWM方案的波形。

图10A、图10B、图10C、图10D、图10E和图10F为示出根据示例实施例用于控制BLDC电机的补充的低压侧PWM方案的波形。

图11A、图11B、图11C、图11D、图11E和图11F为示出根据示例实施例用于控制BLDC电机的混合模式PWM方案的波形。

图12A为根据示例实施例的具有相对低占空比的PWM定子绕组波形。

图12B为根据示例实施例的追踪信号的波形，该追踪信号与图12A的PWM定子绕组波形结合使用，以控制开路定子绕组何时被感测用于检测反电动势的过零。

图12C为根据示例实施例的具有相对高占空比的示例PWM定子绕组波形。

图12D为根据示例实施例的追踪信号的波形，该追踪信号与图12C的PWM定子绕组波形结合使用，以控制开路定子绕组何时被感测用于检测反电动势的过零。

图13A为根据示例实施例的用于感测上升的反电动势的过零的比较电路的示意图。

图13B为根据示例实施例的用于感测下降的反电动势的过零的比较电路的示意图。

图14为根据示例实施例示出用于感测上升或下降的反电动势的过零的比较电路的示意图。

图15为根据示例实施例的用于捕获反电动势的过零定时的电路的示意图。

图16为根据示例实施例的微控制器单元(MCU)的示意图。

图17为根据示例实施例的用于生成表示BLDC电机的终端电压的信号的滤波/衰减电路的示意图。

具体实施方式

参考图1，根据示例实施例，用于控制无刷直流(BLDC)电机104的系统100包括控制器110和三相逆变器124。通常，控制器110生成信号116(本文所描述的脉冲宽度调制(PWM)信号以及其他信号)，该信号116经由栅极驱动器118产生信号120，以使三相逆变器124将PWM信号130提供到BLDC电机104。PWM信号130具有关联相位或换向顺序，其控制电流流向/流自BLDC电机104的定子绕组的切换。

控制器110基于反馈信号调节PWM信号130的各个方面(作为示例，PWM信号130的占空比以及PWM信号130的相位)，以用于如控制BLDC电机104的速度以及控制通过电机104施加的扭矩的该类目的。以这种方式，如图1所示，作为该控制的一部分，控制器110可从滤波/衰减电路136接收反馈信号138。通常，滤波/衰减电路136可耦合到BLDC 104的定子绕组，以接收表示或指示BLDC电机104的定子终端电压的信号134。

如本文所公开，控制器110使用反馈信号138以监测BLDC电机的转子的位置，如此控制器110可出于使电机104以其最大扭矩或接近其最大扭矩操作的目的来调节电流到电机104的定子绕组的换向。对于该监测，如本文所公开，控制器110观察被称为反电动势或“emfs.”的电压。通常，反emf为由于旋转磁场而在BLDC电机104的定子绕组上感应的电压，其中通过电机的转子上的永久磁体产生该旋转磁场。

更具体地，给定定子绕组上的反emf为周期性的，并在其周期中上升以及下降到零伏以上和以下。由于当反emf在零伏(或形成“过零”)时，转子的位置是已知的，因此控制器110可相应地调节PWM信号130的相位，以使电流的换向与转子运动同步。出于检测一个或多个监测的反emfs的过零的目的，控制器110包括至少一个比较器140，该比较器140经构造以检测反emf过零并提供指示该类检测何时发生的信号。

通常，在将电流施加到绕组以及当从绕组移除电流这两种情况下，在定子绕组上呈现反emf，作为换向顺序的部分。因此，为了检测给定定子绕组的反emf的过零何时发生，当换向顺序指示定子绕组为“开路”或没有接收电流时(尽管由于泄漏电流，该条件可不适用，如本文进一步所描述)，控制器110监测过零。

以这种方式，控制器110感测“开路”定子绕组上的反emf过零。此外，如本文所描述，控制器110进一步控制这些过零检测的定时，以保证检测没有被泄漏电流不利地影响。

参考图2，作为更具体的示例，BLDC电机104可具有定子200，该定子200具有以Y型配置连接的三个绕组204(图2中所示的示例绕组204-A、204-B和204-C)。请注意，根据进一步的示例实施例，定子绕组204可以另一种配置连接，诸如倒三角配置。对于图2的Y型配置，定子绕组204具有在定子200的中性点208处的普通终端连接。每个定子绕组204的其他终端根据换向顺序接收PWM信号130。

根据示例实施例，结合图1参考图2，三相逆变器124通过六步换向驱动定子绕组204。对于每个具体的换向步骤，三个绕组204中的两个理想地传导电流，其中剩余绕组204为“开路”绕组，并且因此理想地不传导电流。例如，一个换向步骤可包括三相逆变器124将电流施加到(经由分别的信号130)定子绕组204-A和204-B；并且对于该步骤，定子绕组204-C为“开路”绕组。

对于下一个换向步骤，三相逆变器124可将电流施加到定子绕组204-A和204-C。对于该步骤，定子绕组204-B为开路绕组。下两个换向步骤可包括将电流施加到定子绕组204-B。在这点上，下一个步骤可包括三相逆变器124将电流施加到定子绕组204-B和定子绕组204-C。下一个步骤可包括三项逆变器124将电流施加到定子绕组204-B和204-A。同样地，六步换向的最后两个步骤包括三相逆变器124将电流施加到定子绕组204-C和204-A，接着通过逆变器124将电流施加到定子绕组204-C和204-B。

当BLDC电机104的转子旋转时，转子上的永久磁体在定子绕组204上感应出反emfs。在这点上，通过永久磁体相对于定子绕组204的旋转产生的变化磁场在每个绕组204上产生反emf。当永久磁体的磁轴相对于给定定子绕组204正交时，该绕组204上的反emf为零伏，即，发生过零。由于在六步换向顺序的任何步骤中，定子绕组204中的两个被电流驱动并且其他绕组204为开路的，因此可出于检测过零的目的，监测该步骤的当前开路定子绕组204。这允许控制器110在检测到过零时确定转子相对于定子的精确位置。

图3A、图3D和图3C分别示出定子绕组204-A、204-B和204-C的示例反emf波形302、310和320。例如，定子绕组204-A的波形302具有以参考数字303示出的过零(参见图3A)。在过零时，定子终端204A为开路的(即，对于图3A的参考数字305和307之间的相位角间隔，定子终端204A为开路的)。

如本文所进一步描述，尽管在理想情况下，开路定子绕组204的电压准确地指示反emf，但开路定子绕组电压可被泄漏电流不利地影响(在下面所描述的某些条件下)，这导致反emf过零的错误检测。更具体地，返回参考图1，根据示例实施例，泄漏电流可归因于三相逆变器124的特征。本文公开了系统和技术，以用于控制比较器140何时感测给定开路定子绕组上的反emf的过零，如此以使比较器140不错误地指示反emf过零的目的。

更具体地，参考图4A，根据示例实施例，技术400包括生成(方框404)信号(例如，脉冲宽度调制(PWM)信号)，以便以换向顺序驱动无刷直流(BLDC)电机的定子绕组，如此以便在给定时间的一个定子绕组未被驱动。技术400进一步包括生成(方框406)追踪信号，该追踪信号被同步到PWM信号，以用于控制何时发生反emf的感测，如此在其中泄漏电流可存在于开路定子绕组的情况下未感测反emf的过零的目的。可然后感测开路定子绕组的反电动势，以响应追踪信号检测关联过零，依照方框408。

参考图4B，作为更具体的示例，根据一些实施例，控制器110出于感测反emf的过零的目的执行技术450。依照技术450，控制器的计时电路(作为示例，可编程计数器阵列(PCA)或者一个或多个计数器)用于(方框452)提供PWM信号，以便以换向顺序驱动BLDC电机的多个定子绕组，如此以便以给定的换向顺序相位，给定定子绕组开路。计时电路还用于(方框454)生成追踪信号。控制器的比较器用于(方框456)在反电动势的过零的给定相位期间感测给定定子绕组的电压，依照方框458。通过追踪信号在给定相位期间控制感测的定时，依照方框460，如此以使追踪信号控制何时发生通过比较器感测过零。如本文进一步所描述，追踪信号可用于基于PWM信号的定时选择性地启用和禁用(或选择性地“使无效”)比较器的输出端，如此以使比较器不会由于泄漏电流的存在而错误地指示反emf过零。

参考图5，根据示例实施例，定子绕组204-A、204-B和204C中的每个可被模拟为由串联地耦合在一起的电阻器502、电感器504和反emf源506形成。此外，如图5所示，定子绕组204通常在中性点208处连接在一起。请注意，中性点208在BLDC电机104的外部不可访问。因此，如图5所示，电阻器550、552和553可耦合到定子终端，以在终端558、560和562处提供相应的信号，其中终端558、560和562可经组合提供虚拟中性点电压(本文称为“V_y”)。作为示例，根据一些实施例，V_y虚拟中性点电压可为三个定子电压的平均数，或者为1/3(V_A+V_B+V_C)。因此，根据一些实施例，控制器100将给定定子绕组204的电压视为定子终端和V_y虚拟电压之间的电势差。

该示例实施例的三相逆变器124包括由晶体管形成的六个“开关”，诸如金属-氧化层半导体场效晶体管(MOSFET)：高压侧MOSFET 520、526和530，其可用于选择性地将定子绕组204-A、204-B和204-C分别耦合到正电源电压(图5中被称为“M_DC”)；以及三个低压侧MOSFET 524、528和532，其可选择性地被激活以将定子绕组204-A、204-B和204-C分别耦合到地面。此外，如图5中所示，三相逆变器124可包括在低压侧晶体管524、528和532的主要电流路径与地面之间的相对小的电阻器540，以用于允许控制器110获得定子电流测量的目的。

如图5所示，高压侧MOSFET 520、526和530在它们的栅极终端处分别接收被称为“AH”、“BH”和“CH”的各个控制信号，该栅极终端控制是否打开或关闭MOSFET(即，MOSFET是否通过它们的通道传导电流)。低压侧MOSFET 524、528和532在它们的栅极终端处分别接收被称为“AL”、“BL”和“CL”的控制信号，该栅极终端控制是否打开或关闭MOSFET。通常，在示例实施例中可如下描述换向顺序的相位：

表1

参考表1，每个换向相位的传导间隔为120度，并且两个相位在任何给定时间传导。可使用若干不同的PWM控制方案生成PWM信号130。作为示例，图6A、图6B、图6C、图6D、图6E和图6F示出用于高压侧PWM控制方案的MOSFET 520、524、526、528、530和532的控制信号。

根据示例实施例，如果MOSFET 520、526和530为N-通道加强型MOSFET，则可使用高压侧PWM控制。使用高压侧PWM控制方案的特别优点为单个PWM信号在任何给定时间为激活的。另一个潜在优点为N-通道MOSFET的高压侧驱动器的自举电容器可当其低压侧MOSFET传导时，接收足够的电荷。

假设高压侧PWM控制方案，图7A示出当MOSFET 530在PWM周期的接通时间期间被打开时的高压侧PWM控制方案的BLDC电机104的电流路径。在这点上，给定PWM周期的接通时间为其中MOSFET传导(对于该示例，当MOSFET 530的漏-源路径传导时)的时间。如可从图7A以及图5的电机模型看出，电流(被称为“I₁”)存在于定子绕组204-B和204-C中。还如图7A所示，没有电流在定子绕组204-A中流动，该定子绕组204-A为该相位的“开路”绕组。

参考图7B，尽管在理想情况下，在相位A的PWM断开时间期间没有电流存在于定子绕组204-A中，MOSFET 532的体二极管传导，以在“开路”定子绕组204-A中导致泄漏电流(被称为“I₂”)。具体地，如本文进一步所描述，I₂泄漏电流发生在PWM断开周期的初始部分期间。请注意，如果在PWM断开周期的该初始部分期间感测到定子绕组204-A的终端电压，则获得了反emf的错误测量，并且因此可检测反emf的错误过零。

更具体地，如果假设MOSFET 532的体二极管的正偏电压为“V_FCL”，那么在断开相位的初始部分期间，以下内容适用：

V_C＝-V_FCL，以及等式1

V_B＝0，等式2

其中“V_B”和“V_C”分别为定子绕组204-B和204-C的终端电压。

可如下描述定子的实际中性点电压：

V_N＝-V_FCL/2。等式3

可如下描述被称为“V_Ae”的定子绕组204-A的反emf源506之后的电压：

V_Ae＝V_N+e_A＝e_A-V_FCL/2，等式4

如果被要求用于电流流动的最小正向二极管电压被称为“V_Fmin”，那么如果满足以下条件，则电流存在于开相中：

V_Ae＜-V_Fmin，以及等式5

e_A＜V_FcL/2-V_Fmin。等式6

在换向相位1期间(见上面表1)，当定子绕组204-A的反emf上升且还没有发生过零点时，绕组204-A的反emf 506的电压为负的。因此，可能满足等式5和等式6的条件。当上述发生时，可如下描述当MOSFET 532的体二极管传导时的实际V_A终端电压：

V_A＝-V_FAL≤-V_Fmin，等式8

可如下描述虚拟中性点电压：

V_Y＝-1/3(V_FAL+V_FCL)。等式9

当PWM为断开的并且电流在开路终端中流动时，比较关系为：

V_Y-V_A＝-1/3(-2*V_FAL+V_FCL)。等式10

在开路终端中流动的小值电流可以或可以不在PWM返回到周期上的PWM之前衰减到零。因此，在该终端上检测的反emf过零可为错误的。此外，横跨功率MOSFET的漏-源终端的寄生电容可在电机终端处产生“振铃”信号分量。

当开路终端设备中的电流衰减到零时，电流路径返回到图7A中所示的电流路径。对于该状态，可如下描述V_A和V_Y电压：

V_A＝V_Ae＝e_A-V_FCL/2，以及等式11

V_Y＝1/3(e_A-3*V_FCL/2)。等式12

比较关系仍和当PWM为打开时的相同：

V_Y-V_A＝-2/3e_A 等式13

其他PWM控制方案可引发开路定子绕组的相关反emf电流。在这点上，存在其中可控制三相逆变器124的许多不同方式。低压侧PWM为其中可控制逆变器124的MOSFET的另一种方式，如图8A-图8F所示。当高压侧MOSFET 520、526和530为P-通道型MOSFET时可使用低压侧PWM控制方案。与高压侧PWM控制方案一样，低压侧PWM控制方案具有在任何时间单个PWM信号为激活的优点。

图9A、图9B、图9C、图9D、图9E和图9F示出补充的高压侧PWM控制方案，该控制方案可在高压侧MOSFET 520、526和530为N-通道型MOSFET时为有利的。该控制方案可特别有利于热量问题，因为再循环电流经过低压侧MOSFET而不经过体二极管。

图10A、图10B、图10C、图10D、图10E和图10F示出补充的低压侧PWM控制方案。当高压侧MOSFET 520、526和530为N-通道型时可使用该控制方案。该方案具有类似于补充的高压侧PWM控制方案的如上所描述的优点的优点。

图11A、图11B、图11C、图11D、图11E和图11F示出混合模式PWM控制方案，其为高压侧PWM和低压侧PWM的组合。混合模式PWM的特别优点为在任何时间发生一个激活PWM信号的实施简单性。对于该控制方案，高压侧(MOSFET 520、526和530)和低压侧(MOSFET 524、528和532)MOSFET两者均可为N-通道型MOSFET。该控制方案的特别优点为在所有MOSFET的体二极管之间共享再循环电流负荷。因此，特别优点在于与其他PWM控制方案相比，混合模式PWM控制方案可提供长期可靠性。

不管使用了上述PWM控制方案中的哪种，在PWM周期的断开时间期间存在某些条件，其可使电流存在于开路定子绕组中，从而不利地影响该绕组上的反emf过零的检测。以这种方式，对于其他PWM控制方案，在一部分PWM断开周期期间，电流也存在于开路定子绕组中。例如，对于低压侧PWM控制方案，可应用类似的分析以获得在断相期间的低压侧PWM的电压。在这点上，对于低压侧PWM控制方案，MOSFET 530的体二极管531可在开路定子绕组(例如，这里为定子绕组204-A)中导致电流。以下条件适用于该分析：

V_B＝V_DC，等式13

V_C＝V_DC+V_FCH，等式14

V_N＝V_DC+V_FCH/2，以及等式15

V_Ae＝V_N+e_A＝e_A+V_DC+V_FCH/2。等式16

并且可如下描述需要满足以实现电流流动的不等式条件：

V_Ae＞V_D+V_Fmin，以及等式17

e_A＞V_Fmin-V_FCH/2。等式18

可如下描述V_A和V_Y电压：

V_A＝V_DC+V_FAH，以及等式19

V_Y＝V_DC+1/3(V_FAH+V_FCH)。等式20

可如下描述相应的比较关系：

V_Y-V_A＝1/3(-2*V_FAH+V_FCH)，等式21

当开路终端电流衰减到零时，可如下描述V_A和V_Y电压：

V_A＝V_Ae＝e_A+V_DC+V_FCH/2，以及等式22

V_Y＝V_DC+1/3(e_A+3*V_FCH/2)。等式23

比较关系可仍与当PWM为打开时的相同：

V_Y-V_A＝-2/3e_A。等式24

以下表格呈现终端电压与虚拟中性点电压的比较的概括：

终端电压比较等式

表2

图12A示出被施加到定子绕组204-C的示例V_C终端电压，并且图12B示出示例追踪信号(称为“CEX0”)，其用于控制来自V_C终端电压的过零的感测。具体地，图12A和图12B示出CEX0信号，其用于当V_C电压为具有相对低占空比的PWM信号时的情况。在这点上，占空比是指PWM信号的接通时间与断开时间的比率。根据示例实施例，在该上下文中，相对“低的”PWM信号是指接通时间小于PWM信号的周期的一半。对于相对低的占空比，CEX0信号被断言(例如，在参考数字1220处断言)或高驱动，这使得实现V_A终端电压的感测。

对于相对高占空比(例如，大于或等于百分之五十的占空比)，PWM信号的断开时间显著缩短。因此，当PWM信号具有相对高的占空比时，CEX0信号可被断言(例如，高驱动)用于V_C信号的断开时间1230(参见图12C)的较后部分以及用于PWM信号的随后接通时间。因此，如在图12D中CEX0信号的断言部分1234所示，过零检测发生在PWM断开时间的较后部分期间以及PWM信号的接通时间期间。

基于不同的PWM控制技术以及反电动势过零点检测技术，可获得三个不同PWM控制方案的外围配置顺序。作为示例，下面提出用于以特定方向旋转的三个不同PWM模式的外围分配顺序：

高压侧PWM外围配置顺序

表3

低压侧PWM外围配置顺序

表4

混合模式PWM外围配置顺序

表5

结合图1参考图13A和图13B，根据一些实施例，比较器140可用于两种不同的配置，以用于检测反emf过零的目的。在这点上，根据示例实施例，图13A示出比较电路1300，该比较电路1300示出比较器140经配置检测当反emf下降时的过零。对于该配置，比较器140的非反相输入端经耦合接收V_MA电压(指示所监测的V_A定子终端电压)。参考图17，可通过滤波/衰减电路1702生成V_MA电压。如图17所示，根据示例实施例，通过节点1706提供V_MA电压，该节点1706通过电阻器1704耦合到V_A电压并通过电阻器1708耦合到地面。电容器1710在节点1706和地面之间耦合，并且另一个电阻器1712在节点1706和V_DC电压之间耦合。

返回参考图13A，比较器140的反相终端接收V_MY电压(指示所监测的V_Y虚拟中性点电压)。比较器140的输出终端提供信号(称为“ZCP”)，该信号被断言(例如，被驱动到逻辑零)以指示过零并以其他方式被取消断言。

CEX0追踪信号被传送到集电极开路缓冲器1302，其输出终端耦合到比较器140的反相输入端。比较器140的输出终端在过零检测之前具有逻辑1电平，并被驱动到逻辑零值以指示过零检测。根据示例实施例，比较器140的非反相输入端、反相输入端和输出终端耦合到滤波/衰减电路中的上拉电阻器(例如，电路1702的电阻器1712)。

因此，当CEX0信号被取消断言(例如，被驱动到逻辑零)时，比较器140的反相输入终端保持为断言的，以便阻止比较器140指示过零检测(例如，ZCP信号保持在逻辑1电平)。

图13B示出比较电路1320，其中比较器140经配置检测上升的反emf的过零。对于该配置，比较器140的非反相输入终端接收V_MY电压，并且比较器140的反相输入终端接收V_MA电压。

多路复用器电路(未在图13A和图13B中示出)可用于控制比较器140的反相终端及非反相终端的V_MA电压和V_MY电压的路由，以用于配置比较器140来检测上升的(图13A)或下降的(图13B)反emf的过零。此外，由于多路复用器电路(未在图13A和图13B中示出)可选择特别指示的终端电压(定子绕组204-B的V_MA、V_MB或者定子绕组204-C的V_MC)，因此图13A和图13B的电路可用于根据当前以换向顺序开路的定子绕组检测其他绕组的过零。请注意，可通过类似于图17的电路1702的电流生成V_MB和V_MC。

因此，根据一些实施例，控制器100(参见图1)可具有单个比较器140，其中通过多路复用器电路选择性地配置该比较器140，以便在适当的时间检测每个换向顺序相位的上升和下降的反emf过零，如通过追踪信号控制。

构想了落入随附权利要求的范围内的其他实施例。例如，图14示出比较电路1400，其中没有并置比较器140的反相输入端和非反相输入端，以用于检测上升和下降的过零的目的。对于比较电路1400，比较器140的输出终端连接到多路复用器1404的一个输入端。多路复用器1404的另一个终端接收被称为“PROG_FRCE”的输入电压，其为比较器输出端140的可编程强制输出值并具有取决于上升或下降的过零是否正被检测的逻辑电平。多路复用器1404的输出终端提供ZCP过零检测信号。多路复用器1404的选择终端接收CEX0追踪信号，其中还通过比较器140的使能输入端接收该CEX0追踪信号。

根据一些实施例，控制器100可包括电路1500，该电路1500捕获当检测到过零事件时的时间。例如，根据一些实施例，电路1500包括计时器1505，该计时器1505通过时钟信号CLK计时。在计时器1505的捕获输入端1504接收ZCP信号，如此以便当ZCP信号被断言时，计时器1505捕获指示过零事件的时间的值。然后可通过使用地址/数据信号1520的控制器读取该时间。

参考图16，根据一些实施例，可通过微处理器单元(MCU)1600形成控制器110(图1)。MCU 1600的所有或部分部件可为集成电路(IC)的部分。作为示例，可在单个芯片或在多个芯片上制造MCU1600的所有或部分部件。可封装IC以形成半导体封装件1680。

在其部件当中，MCU 1600包括处理核心112以及包括计时电路114的模拟和数字化外围部件1690。作为更具体的示例，计时电路114可为可编程计数器阵列(PCA)，以生成PWM信号以及被提供到三相逆变器124(参见图1)以用于生成PWM信号130的目的的其他信号。处理核心112可通过对适用于控制BLDC电机104的换向顺序的目的PCA进行编程来调节这些信号的频率、占空比和普通计时。

如本文所描述，处理核心112可进一步对PCA进行编程以生成CEX0追踪信号，该CEX0追踪信号被同步到PWM信号130，以用于指示比较器140何时感测反emf过零。因此，根据示例实施例，由于CEX0追踪信号与处理器内核干预一起运行，因此处理核心112可不直接包括控制比较器何时被启用或禁用以感测过零的每种情况。该布置的特别优点为可使得与管理过零检测关联的处理器内核开销最小化，并且可控制相对高速的BLDC电机(其中连续反emf过零可发生在五个PWM周期内的电机)。

如本文所描述，部件1690还可包括至少一个比较器140和/或比较电路，该比较电路具有通过多路复用器电路142(作为示例，纵横开关)被选择性地耦合以感测不同的定子绕组的输入端。以这种方式，根据一些实施例，可通过处理核心112对多路复用器电路142编程，以选择性地在输入端/输出端(I/O)1682和I/O 1684之间多路复用连接，其中输入端/输出端(I/O)1682耦合到控制器外部的系统100(参见图1)的部件和耦合到MCU 1600的模拟和数字部件1690的I/O 1684。因此，通常，多路复用器电路142视情况将I/O信号多路传输到MCU 1600/从MCU 1600多路传输I/O信号，以控制反emf的感测、电机终端的感测、来自电机104的任何其他反馈(诸如电流)的感测，并产生控制信号以使倒相器124的MOSFET生成PWM信号130，以便控制BLDC电机104。

根据示例实施例，部件1690的模拟部件可包括各种模拟数字转换器(ADC)、数字模拟转换器(DAC)、其他比较器；提供模拟信号的模拟部件，诸如电流驱动器等等。部件1690的数字部件可经由系统总线1630与处理核心112通信。作为示例，数字部件可包括通用串行总线(USB)接口、UART接口、系统管理总线界面(SMB)接口、SPI接口等等。通常，这些数字部件经由I/O终端与MCU 1600外部的设备通信。

作为示例，处理核心112可为32位核，诸如高级RISC机器(ARM)处理核心，其执行精简指令集计算机(RISC)指令集。然而，在进一步的实施例中，可使用其他处理核心(例如，8051处理核心)。通常，处理核心112经由系统总线1630与MCU 1600的各种其他系统部件通信，诸如存储器控制器或管理器1660。通常，存储器管理器1660控制对MCU 1600的各种存储器部件的访问，诸如高速缓冲存储器1672、非易失性存储器1668(例如，闪存)和易失性存储器1664(例如，静态随机存取存储器(SRAM))。如图2所示，易失性存储器1664和非易失性存储器1668可形成MCU 1600的系统存储器1620。换句话说，易失性存储器1664和非易失性存储器1668具有存储器位置，其为MCU 1600的系统存储器地址空间的部分。

请注意，根据其他示例性实施例，由于MCU 1600可具有许多其他部件、桥接、总线等等，因此图16示出MCU架构的方框图表示。例如，根据一些实施例，MCU 1600可具有总线矩阵模块，其实施从部件仲裁(Slave-side arbitration)并用于调节对MCU 1600的存储器设备的访问。

尽管本文已经公开了有限数目的实施例，但具有该公开利益的本领域的技术人员将据此理解许多的修改和变型。随附权利要求旨在覆盖所有此类修改和变型。

Claims

1.一种用于处理信号的装置，其包括：

控制器，其用于：

生成脉冲带宽调制信号即PWM信号，以便以换向顺序驱动无刷直流电机即BLDC电机的定子绕组，使得在给定时间所述定子绕组中的一个开路；以及

生成追踪信号，其被同步到所述PWM信号并指示泄漏电流存在于开路定子绕组中的时间；以及

比较器，其用于感测所述开路定子绕组的反电动势何时具有关联过零，其中通过所述追踪信号选择性地启用和禁用通过所述比较器进行的所述感测。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述比较器包括输出端和输入端，并且所述追踪信号耦合到所述输入端以将所述输出端驱动到取消断言状态，以阻止来自所述开路定子绕组的电流影响所述过零的所述感测。

3.根据权利要求1所述的装置，其中所述比较器包括使能输入端，以接收所述追踪信号。

4.根据权利要求1所述的装置，其中：

所述控制器控制逆变器，以使所述逆变器将所述PWM信号提供到所述定子绕组；以及

所述追踪信号指示所述逆变器的体二极管导致所述开路定子绕组中存在电流的时间。

5.根据权利要求1所述的装置，其中所述追踪信号使所述比较器适于在PWM断开时间的一部分期间感测所述反电动势。

6.根据权利要求1所述的装置，其中所述追踪信号包括触发器，以使所述比较器耦合到所述开路定子绕组以感测所述反电动势，并且所述控制器至少部分基于所述反电动势是上升还是下降来控制所述触发器的计时。

7.一种用于处理信号的装置，其包括：

集成电路，其包括处理核心、比较器和计时电路，其中：

所述计时电路适于提供多个第一信号，以便以换向顺序驱动无刷直流电机即BLDC电机的多个定子绕组，如此以便在所述换向顺序的给定相位时，所述多个定子绕组的给定定子绕组开路；

所述计时电路适于提供追踪信号；以及

所述比较器适于针对反电动势的过零在所述给定相位期间感测所述给定定子绕组的电压，其中通过所述追踪信号控制所述给定相位期间的所述感测的计时。

8.根据权利要求7所述的装置，其中所述比较器响应所述追踪信号以在所述追踪信号指示的时间比较所述反电动势与阈值。

9.根据权利要求8所述的装置，其中所述比较器适于在至少一个所述第一信号的脉冲宽度调制断开时间即PWM断开时间的选择部分期间比较所述反电动势与所述阈值。

10.根据权利要求8所述的装置，其中所述比较器适于在脉冲宽度调制周期即PWM周期的时间内比较所述反电动势与所述阈值，其中至少部分基于所述反电动势是增大还是减小来选择所述脉冲宽度调制周期即PWM周期的时间。

11.根据权利要求7所述的装置，其中所述处理核心适于控制所述计时电路，以调节脉冲宽度调制占空比即PWM占空比，并且不干预所述追踪信号的周期间生成。

12.根据权利要求7所述的装置，其中所述处理核心适于响应于所述比较器指示检测到所述过零，调节所述换向顺序。

13.一种用于处理信号的装置，其包括：

集成电路，其包括处理核心、比较器和计时电路，其中：

所述计时电路适于提供多个脉冲宽度调制信号即PWM信号，以便以换向顺序驱动无刷直流电机即BLDC电机的多个定子绕组，使得在所述换向顺序的给定相位时，所述多个定子绕组的给定定子绕组开路；

所述计时电路适于提供追踪信号；

所述比较器适于针对反电动势的过零在所述给定相位期间感测所述给定定子绕组的电压，其中通过所述追踪信号控制所述给定相位期间的所述感测的计时；

所述比较器响应所述追踪信号以在所述追踪信号指示的时间比较所述反电动势与阈值；以及

所述比较器适于在至少一个所述PWM信号的脉冲宽度调制断开时间即PWM断开时间的选择部分期间比较所述反电动势与所述阈值。

14.根据权利要求13所述的装置，其中所述处理核心适于控制所述计时电路以调节PWM占空比，并且不干预所述追踪信号的周期间生成。

15.根据权利要求13所述的装置，其中所述处理核心适于响应于所述比较器指示检测到所述过零，调节所述换向顺序。