CN104811066A - 功率转换的系统和方法 - Google Patents

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CN104811066A CN201510034471.9A CN201510034471A CN104811066A CN 104811066 A CN104811066 A CN 104811066A CN 201510034471 A CN201510034471 A CN 201510034471A CN 104811066 A CN104811066 A CN 104811066A
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Abstract

本发明公开了用于功率转换的系统和方法。系统和方法经由跨接电抗器电感器来生成大约等于一个或更多个电源电压级的倍数的多个功率级连同生成多个功率级的级之间的一个或更多个中间功率级。而且，方法包括使用所生成的多个功率级和一个或更多个中间级来生成输出信号。

Description

功率转换的系统和方法
技术领域
本文中所公开的主题涉及功率转换器。
背景技术
功率转换器可以用于使用所生成的AC信号来创建用于驱动各种电气装置（例如，AC电动机）的变频。一些受驱电气装置使用来自低压、中压或高压的高质量（例如，高分辨率）输出波形。AC信号的分辨率可以由功率转换器能够产生的级数确定。例如，功率转换器可以产生具有三个或更多个可用功率级（例如，低、中、高）的AC信号。每个附加的功率级都增加更大的分辨率，但附加的功率级也可能增大功率转换器的复杂性。
发明内容
在下文中概述范围与原始要求保护的发明相称的某些实施例。这些实施例不旨在限制所要求保护的发明的范围，而是这些实施例仅旨在提供本发明的可能的形式的简短的概要。实际上，本发明可以包含可以与下文中所阐明的实施例类似或不同的形式的种种形式。
在第一实施例中，用于转换功率的系统包括在第一干线与第二干线之间串联耦合的多个电源。系统还包括在第一干线与输出节点之间耦合的第一跨接电抗器电感器（spanning reactor inductor）。第一跨接电抗器电感器经由第一干线而被约束为第一电压级。而且，系统还包括在第二干线与输出节点之间耦合的第二跨接电抗器电感器。第二跨接电抗器电感器经由第二干线而被约束为第二电压级，并且，第一和第二跨接电抗器电感器利用环流来生成第三电压级。
在第二实施例中，用于转换功率的系统包括输出节点和在输出节点与第一电压干线之间耦合的第一跨接电抗器电感器。第一跨接电抗器电感器具有被约束为第一干线的电压级的电压级。系统还包括在输出节点与第二电压干线之间耦合的第二跨接电抗器电感器。第二跨接电抗器电感器具有被约束为第二电压干线的电压级的电压级。第一和第二跨接电抗器电感器分配第一和第二电压干线的电压级，以生成输出节点处的输出电压。系统还包括一个或更多个模块化信号生成单元。每个模块化生成单元包括具有第一阳极和第一阴极的第一电源以及具有第二阳极和第二阴极的第二电源。第二阳极耦合至第一阴极。模块化信号生成单元还包括位于第一电源和第二电源的第一侧的第一通道。此外，第一通道配置成控制第一干线的电压级，并且，包括与第一电源并联的第一开关二极管对和与第二电源并联的第二开关二极管对。模块化信号生成单元还包括位于第一电源和第二电源的与第一通道相反的一侧的第二通道。第二通道配置成控制第二干线的电压级，并且，包括与第一电源并联的第三开关二极管对和与第二电源并联的第四开关二极管对。
在第三实施例中，用于转换功率的方法包括生成大约等于一个或更多个电源电压级的倍数的多个功率级。方法还包括经由跨接电抗器电感器来生成多个功率级的级之间的一个或更多个中间功率级。而且，方法包括使用所生成的多个功率级和一个或更多个中间级来生成输出信号。
技术方案1：一种用于转换功率的系统，包括：
多个电源，串联耦合于第一干线与第二干线之间；
第一跨接电抗器电感器，耦合于所述第一干线与输出节点之间，其中，所述第一跨接电抗器电感器经由所述第一干线而被约束为第一电压级；以及
第二跨接电抗器电感器，耦合于所述第二干线与所述输出节点之间，其中，所述第二跨接电抗器电感器经由所述第二干线而被约束为第二电压级，其中，所述第一和第二跨接电抗器电感器利用环流来生成第三电压级。
技术方案2：如技术方案1所述的系统，包括：
第一部分，包括：
第一多个开关二极管对，配置成将所述第一干线耦合至所述第一电压级；和
第一多个互连二极管，各自将所述第一多个开关二极管对的一个或更多个耦合至所述多个电源的相应的电源；以及
第二部分，包括：
第二多个开关二极管对，配置成将所述第二干线耦合至所述第二电压级；和
第一多个互连二极管，各自将所述第一多个开关二极管对的一个或更多个耦合至所述多个电源的相应的电源，其中，所述第一部分和所述第二部分关于所述多个电源而大体上对称。
技术方案3：如技术方案1所述的系统，其中，所述第一电压级包括由所述多个电源的每个提供的电源电压的第一倍数，并且，所述第二电压级包括所述电源电压的第二倍数。
技术方案4：如技术方案3所述的系统，其中，所述第一电压级不同于所述第二电压级，其中，所述第三电压级处于所述电源电压的倍数之间。
技术方案5：如技术方案4所述的系统，其中，所述第三电压级包括所述电源电压的非整数倍数。
技术方案6：如技术方案1所述的系统，其中，所述第三电压级是所述第一电压和所述第二电压的平均值。
技术方案7：如技术方案1所述的系统，其中，所述第一和第二多个开关二极管对包括绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、集成门极换流晶闸管（IGCT）、门极关断型晶闸管（GTO）或它们的组合作为每个开关二极管对的开关。
技术方案8：一种用于转换功率的系统，包括：
输出节点；
第一跨接电抗器电感器，耦合于所述输出节点与第一电压干线之间，其中，所述第一跨接电抗器的电压级被约束为所述第一电压干线的电压级；
第二跨接电抗器电感器，耦合于所述输出节点与第二电压干线之间，其中，所述第二跨接电抗器的电压级被约束为所述第二电压干线的电压级，其中，所述第一和第二跨接电抗器电感器分配所述第一和第二电压干线的所述电压级，以生成所述输出节点处的输出电压；
一个或更多个模块化信号生成单元，各自包括：
第一电源，具有第一阳极和第一阴极；
第二电源，具有第二阳极和第二阴极，其中，所述第一阴极耦合至所述第二阳极；
第一通道，位于所述第一和第二电源的第一侧，其中，所述第一通道配置成控制所述第一干线的所述电压级，并且，所述第一通道包括：
第一开关二极管对，与所述第一电源并联；
第二开关二极管对，与所述第二电源并联；和
第二通道，位于所述第一和第二电源的与所述第一通道相反的一侧，其中，所述第二通道配置成控制所述第二干线的所述电压级，并且，所述第二通道包括：
第三开关二极管对，与所述第一电源并联；
第四开关二极管对，与所述第二电源并联。
技术方案9：如技术方案8所述的系统，其中，所述第一和第二电源各自包括电容器、化学电池或它们的组合。
技术方案10：如技术方案8所述的系统，其中，所述第一和第二电源各自包括DC链路电容器，其中，所述一个或更多个模块化信号生成单元配置成针对每个期望的输出电压而提供一个或更多个配置，其中，针对每个期望的输出电压的所述一个或更多个配置通过改变所述DC链路电容器的哪些放电或充电而允许电容器在所述DC链路电容器之间平衡。
技术方案11：如技术方案8所述的系统，其中，所述第一和第二跨接电抗器电感器配置成基于用于生成输出信号的多个源来生成具有多个可用级的分辨率的所述输出信号。
技术方案12：如技术方案8所述的系统，其中，系统包括两个模块化生成单元，并且，通过使所述第一干线的所述电压级大约等于所述第二干线的所述电压级来生成五级的分辨率。
技术方案13：如技术方案8所述的系统，其中，系统包括两个模块化生成单元，该模块化生成单元配置成通过使所述第一干线的所述电压级以由所述第一电源供给的电压而不同于所述第二干线的所述电压级来生成九级的分辨率。
技术方案14：如技术方案8所述的系统，包括：
第一互连二极管，在所述第一跨接电抗器电感器与所述第一干线之间连接，并且，沿所述第一干线的方向偏置；和
第二互连二极管，在所述第一跨接电抗器电感器与所述第二干线之间连接，并且，沿所述第二跨接电抗器电感器的方向偏置，其中，所述一个或更多个模块化信号生成单元各自包括：
第三互连二极管，在所述第一电源的所述阳极与所述第一开关二极管对之间连接；
第四互连二极管，在所述第二电源的所述阳极与第二开关二极管对之间连接；
第五互连二极管，在所述第一电源的所述阴极与所述第三开关二极管对之间连接；以及
第六互连二极管，在所述第二电源的所述阴极与第四开关二极管对之间连接。
技术方案15：如技术方案14所述的系统，其中，所述第一、第二、第三和第四开关二极管对的每个包括二极管，其中，所述第一、第二、第三、第四、第五和第六互连二极管的每个的额定电压大于所述二极管的额定电压。
技术方案16：如技术方案15所述的系统，其中，所述第一、第二、第三、第四、第五和第六互连二极管的每个的所述额定电压关于每个相应的互连二极管与所述第一干线之间的多个构件而改变。
技术方案17：如技术方案8所述的系统，其中，所述第一、第二、第三和第四开关二极管对的每个包括绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、集成门极换流晶闸管（IGCT）、门极关断型晶闸管（GTO）或它们的组合作为每个开关二极管对的开关。
技术方案18：一种用于转换功率的方法，包括：
生成大约等于一个或更多个电源电压级的倍数的多个功率级；
经由跨接电抗器电感器来生成所述多个功率级的级之间的一个或更多个中间功率级；以及
使用所述生成的多个功率级和所述一个或更多个中间级来生成输出信号。
技术方案19：如技术方案18所述的方法，其中，生成所述一个或更多个中间功率级包括使用所述跨接电抗器电感器来感应环流，以对所述多个功率级中的两个或更多个功率级求平均。
技术方案20：如技术方案18所述的方法，包括使用所述输出信号来驱动AC电动机。
附图说明
在参考附图来阅读以下的详细的描述时，将更好地理解本发明的这些及其他特征、方面以及优点，其中，纵观附图，同样的字符表示同样的部分，其中：
图1是具有功率转换器的电气驱动系统的实施例的透视图；
图2是图1的功率转换器的信号生成部分的实施例的示意图；
图3是具有五级的分辨率的图2的信号生成部分的输出信号的实施例的图形视图；
图4是具有九级的分辨率的图2的信号生成部分的输出信号的实施例的图形视图；以及
图5是用于使用图1的功率转换器来转换功率的过程。
具体实施方式
将在下文中描述本发明的一个或更多个具体实施例。为了提供对这些实施例的简明的描述，可以不在说明书中描述实际的实现方案的全部特征。应当意识到，在任何这样的实际的实现方案的开发中，如在任何工程或设计项目中，必须作出多个实现方案特定的决定，以实现开发者的具体的目标，诸如依从系统相关的约束和商业相关的约束，这些约束可能因实现方案而变化。此外，应当意识到，这样的开发努力可能很复杂且耗费时间，而对于得益于本公开的普通技术人员而言，不过是设计、制备以及制造的常规事业。
在介绍本发明的各种实施例的元件时，冠词“一”、“一个”、“这个”以及“该”旨在意味着存在一个或更多个元件。术语“包含”、“包括”以及“具有”旨在是包括的，并且，意味着除了所列出的元件以外，可能还存在附加的元件。
如将在下文中讨论的，本公开涉及包括实现高压、低失真度的功率转换器的简单的方法的功率转换器。功率转换器能够在提供比可能使用磁性构件的系统更便宜且更小的发电系统的同时，使用小的占用面积可用的变频。而且，功率转换器的发电机的可缩放的性质使种种功率级成为可能，从而通过减少用于对输出信号进行滤波以实现机器电压的滤波的量而增大发电的效率。机器电压与输出信号之间的更紧密的匹配减少电流发散并减少所使用的转换额定频率，从而减少转换损耗并减少缓冲电路的使用。
同样地，由于一些功率转换器中所使用的功率的量，一些功率转换器中所使用的功率开关以更高的额定电压（例如，3300V）使用。然而，在下文中所讨论的信号生成部分中，功率转换器中所使用的跨接电抗器电感器使DC链路电压平衡并对电压输出进行滤波，以增大DC链路电压级数，而不增大开关的电压应力。通过使用具有更低的额定电压（例如，高达1700V）的开关，使得功率转换器可能能够比使用具有更高的额定电压（例如，3300V或更高）的功率开关的功率转换器传导更多的电流。而且，功率转换器可以比使用更昂贵的更高的功率的开关（例如，额定为4500V或更高的开关）的功率转换器更便宜地制造。此外，功率转换器可以不具有复杂的变压器或附加的开关而实现，从而降低功率转换器的制造的复杂性和成本。而且，功率转换器分辨率可以通过经由堆叠四级模块或增加附加的电容器级来增大级数而模块化，从而提高功率转换器的使用的灵活性。
图1说明驱动系统10，驱动系统10包括接收输入功率14并产生变频功率16以驱动受驱装置18（例如，诸如AC电动机）的功率转换器12。在一些实施例中，功率转换器12可以将功率从直流电（DC）转换成交流电（AC）。在其他实施例中，功率转换器12从输入AC信号（例如，输入功率14）转换功率并产生不同的AC信号输出（例如，变频功率16）。例如，功率转换器12可以使用DC链路来将AC输入信号转换成期望的变频功率16 AC信号。
在一些实施例中，功率转换器12可以接收附加的输入20，该附加的输入20用于控制或影响转换，诸如选择变频功率16的期望的波形。在一些实施例中，附加的输入20可以包括从（多个）输入装置22接收的用户输入，输入装置22诸如人机接口（HMI），诸如键盘、触摸屏、鼠标，或用于从用户接收输入以便控制功率转换的其他合适的接口。另外或备选地，功率转换器12的一些实施例可以从功率转换器12的外侧的一个或更多个控制器24，诸如用于控制包含受驱装置18的工业自动化系统的控制器24接收附加的输入20。而且，在一些实施例中，功率转换器12可以从一个或更多个测量装置26接收附加的输入20。例如，在某些实施例中，测量装置26可以测量受驱装置18的工作和/或可能影响受驱装置18的条件。
在某些实施例中，功率转换器12可以包括处理器28和存储器30。在这样的实施例中，处理器28可以包括计算装置的中央处理单元、专用指令集处理器（ASIC）、数字信号处理器或一些其他合适的处理器，在某些实施例中，处理器28可以用于关于各种条件（例如，附加的输入20）并以下文中所讨论的工作方式控制开关。存储器30可以包括存储供处理器28使用的指令的非暂时性计算机可读介质。在一些实施例中，存储器30可以是适合于存储关于功率转换器12的信息的易失性（例如，RAM、DRAM、SRAM）或非易失性半导体存储器（例如，ROM、EEPROM等）、磁带、磁盘、光盘（例如，CD、DVD等）或其他非暂时性计算机可读存储器存储装置。
图2说明能够产生具有五级或九级分辨率的AC信号的功率转换器12的信号生成部分40。例如，图3的图形42说明具有五个可用功率级46、48、50、52和54的可能的五级AC信号44，这些可用功率级共同地被称为功率级46-54。如在下文中所讨论的，在每个电容器两端的电压大约相等的一些实施例中，功率级46-54可以大约对应于每个电容器两端的电压的两倍的正电压与负电压之间的电压。换句话说，功率级46可以大约等于一个电容器两端的电压的两倍的负电压。类似地，功率级48可以大约等于一个电容器两端的电压的一倍的负电压。功率级50可以对应于中性点电压（例如，接地）。同样地，功率级52可以大约等于一个电容器两端的电压的一倍的正电压，并且，功率级54可以大约等于一个电容器两端的电压的两倍的正电压。功率级46-54实现使AC信号44的创建成为可能的五级分辨率，AC信号44比较低的分辨率（例如，二、三或四级信号）更接近地仿真正弦波。更接近地仿真正弦波的AC信号使用更少的滤波来产生能够被受驱装置（例如，受驱装置18）使用的AC信号。
除了五级AC信号44之外，信号生成部分40还可以通过使用中间电压级来创建对应于各自与电容器两端的电压的一半相对应的半步增量的电压级来生成九级AC信号，诸如在图4的图形58中说明的AC信号56。在一些实施例中，功率级60、62、64、66、68、70、72、74以及76各自对应于表示每个电容器两端的电压差的一半的电压改变的增量步幅。例如，如果每个电容器两端的电压是X，则功率级76对应于大约2*X伏，功率级74对应于大约1.5X伏，功率级72对应于大约X伏，功率级70对应于大约X/2伏，并且，功率级68对应于大约0V。类似地，功率级66对应于大约负X/2伏，功率级64对应于大约负X伏，功率级62对应于大约负1.5X伏，并且，功率级60对应于负2*X伏。
返回至图2，信号生成部分40包括四个DC链路电容器80、82、84和86，这些DC链路电容器共同地被称为80-86。每个电容器80-86代表输入电压节点88、90、92、94和96的相邻的节点之间的电压源，这些输入电压节点共同地被称为输入电压节点88-96。在其他实施例中，电容器80-86可以是能够生成相应的相邻的节点88-96之间的电压差的专用电源，诸如DC电源、电池或其他源。如所说明的，电容器80-86串联连接，以致于每个电容器的阳极耦合至相邻的电容器的阴极。因此，电容器80-86的电压的和的电压势存在于下干线98与上干线100之间。信号生成部分40也包括左边部分102和右边部分104。
信号生成部分40包括八个功率开关104、106、108、110、112、114、116和118，这些功率开关共同地被称为功率开关104-118。在一些实施例中，一个或更多个功率开关104-118可以是适合于转换电容器80-86与下干线98和/或上干线之间的交互连接的绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、场效应晶体管（FET）或其他晶体管类型。在某些实施例中，一个或更多个功率开关104-118可以是合适的晶闸管，诸如门极关断型晶闸管（GTO）或集成门极换流晶闸管（IGCT）。信号生成部分40还包括在开关二极管对，诸如开关二极管对136中各自反并联连接至相应的功率开关104-118的反并联二极管120、122、124、126、128、130、132和134，这些反并联二极管共同地被引用为二极管120-134。每个二极管120-134用作箝位二极管。换句话说，在拨动一个或更多个功率开关104-118时，二极管120-134可以减少/消除突然的电压尖峰。左边部分102包括在下干线98与上干线96之间串联耦合的四个开关二极管对（例如，开关二极管对136）。类似地，右边部分104包括在下干线98与上干线96之间串联耦合的四个其他开关二极管对。
信号生成部分40还包括互连二极管138、140、142、144、146、148、150和152，这些互连二极管共同地被称为二极管138-152。每个互连二极管138-152将电容器80-86的阳极和/或阴极耦合至一个或更多个开关二极管对。例如，二极管138经由节点154而将开关104和106以及二极管120和122耦合至电容器86的阳极和电容器84的阴极。类似地，二极管140经由节点156而将开关106和108以及二极管122和124耦合至电容器84的阳极和电容器82的阴极。同样地，二极管142经由节点158而将开关108和110以及二极管124和126耦合至电容器82的阳极和电容器84的阴极。此外，二极管144使用下干线98来经由节点160而将开关110和二极管126耦合至电容器80的阳极。在右边部分104，二极管146使用上干线100来经由节点162而将开关112和二极管128耦合至电容器86的阴极。类似地，二极管148将开关112和114以及二极管128和130耦合至电容器84的阴极和电容器86的阳极。二极管150将开关114和116以及二极管130和132耦合至电容器82的阴极和电容器84的阳极，并且，二极管152经由节点168而将开关116和118以及二极管132和134耦合至电容器82的阳极和电容器80的阴极。
在一些实施例中，如在下文中所讨论的，二极管138-152可以具有不同的额定电压。例如，在一些实施例中，定位成更接近上干线100的二极管具有比定位成更接近下干线98的二极管更高的额定电压。例如，在电容器80-86具有1000V的电压容量的某些实施例中，二极管144和152可以具有大于1000V的额定电压（例如，1700V），而二极管142和150具有大于2000V的额定电压（例如，3400V），二极管140和148具有大于3000V的额定电压（例如，5100V），二极管138和146具有大于4000V的额定电压（例如，6800V）。在一些实施例中，一个或更多个二极管可以包括串联耦合的具有较低的额定电压的二极管。例如，在一些实施例中，通过放置多个串联的二极管（例如，对于3400V，两个二极管串联，对于5100V，三个二极管串联，对于6800V，四个二极管串联等），从而对于各种额定电压，可以使用单个二极管类型（例如，具有1700V的额定电压）。
信号生成部分40还包括上跨接电抗器电感器170和下跨接电抗器电感器172。上跨接电抗器电感器170连接于输出节点174与上干线100之间。类似地，下跨接电抗器电感器172连接于输出节点174与下干线98之间。这些跨接电抗器电感器156和158引起环流在跨接电抗器电感器156与158之间分配电压，从而通过输出处于每个电容器80-86两端的电压的一半的电压而使信号生成部分40能够生成九级的分辨率。
使用开关104-118以及/或跨接电抗器电感器170和172，信号生成部分40可以使用九级工作模式或五级工作模式来工作。在五级工作的期间，可以使开关工作（例如，使用处理器28）以产生五级AC信号，诸如图3的AC信号44。例如，为了生成电压级54，开关104、106、108和110起动，而开关112、114、116和118不工作。类似地，为了生成电压级52，开关106、108、110和112起动，而开关104、114、116和118不工作。此外，为了生成电压级50，开关108、110、112和114起动，而开关104、106、116和118不工作。为了生成电压级48，开关110、112、113和116起动，而开关104、106、108和118不起动。为了生成电压级46，开关112、114、116和118起动，而开关104、106、108和110断开。因此，使用电压级46-54的组合，信号生成部分40可以生成AC信号，诸如AC信号44。在这样的实施例中，上跨接电抗器电感器170和下跨接电抗器电感器172被约束为大约相等的电压，从而生成大约等于作用于每个跨接电抗器电感器170和172的电压的输出节点174处的电压。
如果附加的分辨率是期望的，则可以使用半步间隔（例如，图4的电压级74、70、66和62）。为了实现这样的间隔，可以驱动跨接电抗器电感器170和172来在跨接电抗器电感器170与172之间分配电压。例如，为了实现1.5X伏的电压74，开关104、106、108、110和112可以起动，而开关114、116、118和120断开。开关104、106、108和100的起动经由下干线98而将下跨接电抗器电感器172约束为2X伏的电压，其中，X是按伏计量的每个电容器两端的电压。开关112的起动经由上干线100而将上跨接电抗器电感器170约束为1X伏的电压。跨接电抗器电感器170和172使用环流来共享其电压，从而导致输出节点174处的电压是电感器的电压的平均值，诸如1.5X伏。类似地，为了实现0.5X伏的电压级50，可以将上跨接电抗器电感器170约束为0伏的电压，并且，将下跨接电抗器电感器172约束为1X伏的电压。在某些实施例中，通过使开关112和114起动，而开关116和118不工作，从而可以经由上干线100而将上跨接电抗器电感器170约束为0伏，并且，通过使开关106、108和110起动，而开关104仍然不工作，从而可以将下跨接电抗器电感器172约束为1X伏。跨接电抗器电感器170和172使用环流来共享其电压，从而导致输出节点174处的电压是处于0.5X伏的电感器的电压的平均值。为了实现-0.5X伏的电压级66，可以将上跨接电抗器电感器170约束为-1X的电压，而可以将下跨接电抗器电感器172约束为0伏的电压。在一些实施例中，通过使开关112、114和116起动，而开关118仍然不工作，从而将上跨接电抗器电感器170约束为-1X伏，并且，通过使开关108和110起动，而开关104和106仍然不工作，从而将下跨接电抗器电感器170约束为0伏。跨接电抗器电感器170和172使用环流来共享其电压，从而导致输出节点174处的电压是处于-0.5X伏的电感器的电压的平均值。为了实现-1.5X伏的电压级62，可以将上跨接电抗器电感器170约束为-2X伏的电压，而可以将下跨接电抗器电感器172约束为-1X伏的电压。在一些实施例中，通过使开关112、114、116和118起动，从而可以将上跨接电抗器电感器170约束为-2X伏的电压，并且，通过使开关110起动，而开关104、106和108仍然不工作，从而可以将下跨接电抗器电感器172约束为-1X伏的电压。跨接电抗器电感器170和172使用环流来共享其电压，从而导致输出节点174处的电压是处于-1.5X伏的电感器的电压的平均值。
虽然前面的讨论具体地讨论使用四个源来创建九级AC信号58，但是一些实施例可以通过增加/删减两个开关二极管对和二极管连同电容器而使用不同的数量的电源和可用级。例如，为了使用两个电容器来修改信号生成部分40以生成五级信号，可以移除部分176，以致于移除二极管120、122、128、130、138、140、146和148、开关104、106、112和114以及电容器86和86。作为替代，电容器82将耦合至节点96；二极管124和开关108将耦合至上干线100；并且，二极管150将耦合至上干线100。为了使用六个电容器来修改信号生成部分以生成十三级信号，可以将类似于部分176并插入部分176与上干线100之间的另一个部件增加至信号生成部分40。因而，信号生成部分40可以模块化且调整为期望的量的功率级分辨率或期望的电源用途（例如，DC链路电容器）。换句话说，使用上述的系统允许以多于所使用的电源（例如，电池、电容器等）的数量的两倍的多个可用功率级产生变频信号。因此，可以使用以下的方程来求出可用分辨率级的数量：
　　　　　　　　　　（方程1），
其中，n L 是可用级的数量，并且，n S 是用于生成变频信号的源的数量。
返回至图2，在一些实施例中，信号生成部分40可以使电容器80-86之间的电压平衡。在某些实施例中，可以针对一些电压级而使用各种路由模式来对电容器80-86再充电。例如，当在负载电流离开AC节点174的同时产生功率级62时，可以配备两种可能的配置。可以使任一个开关110-118起动，以实现功率级62，或者，可以使开关112-116起动，以实现相同的功率级62。因此，通过转变哪些电容器80-86供给电压，从而可以使电压使在电容器之间平衡。类似地，当电流退出AC节点174时，可以通过使用以下的配置之一来实现电压级64：起动开关108、110和112-116；起动开关110和112-116；或起动开关112和114。此外，当电流退出AC节点174时，可以通过选择以下的配置之一而实现电压级66：起动开关106-110和112-118；起动开关108、110和112-116；起动开关110、112和114；以及起动开关112。同样地，当电流退出AC节点174时，可以通过选择以下的配置之一而实现电压级68：起动开关104-118；起动开关106-116；起动开关108-114；起动开关110和112；以及不起动开关。而且，当电流退出AC节点174时，可以通过选择以下的配置之一而实现电压级70：起动开关104-116；起动开关106-114；起动开关108-112；以及起动开关110。为了实现电压级72，在电流退出AC节点174时，可以选择以下的配置之一：起动开关104-114；起动开关106-112；以及起动开关108和110。为了实现电压级74，在电流退出AC节点174时，可以选择以下的配置之一：起动开关104-112；和起动开关106-110。可以使用上文所讨论的配置来实现电压级60和76。
在负载电流进入AC节点174时，配置产生相反的极性的电压级。例如，如果电流进入AC节点174，则在上文中关于电压级62而讨论的配置将作为替代而产生电压级74。换句话说，每个电压级具有在电流退出/进入AC节点174时产生的相反的极性的电压级。而且，在一些实施例中，在环流不连续时，无论负载电流方向如何，都可能不产生电压级62、66、70和74。另外，在环流不连续时，可以仅使用信号生成部分的一侧来实现电压级。例如，在负载电流退出AC节点174时，可以通过不起动开关而实现电压级60，通过起动开关110而实现电压级64，通过起动开关108和110而实现电压级68，通过起动开关106-110而实现电压级72，并且，通过起动开关104-110而实现电压级76。同样地，在负载电流进入AC节点174时，可以通过起动开关112-118而实现电压级60，通过起动开关112-116而实现电压级64，通过起动开关112和114而实现电压级68，通过起动开关112而实现电压级72，并且，通过不起动开关而实现电压级76。如果负载电流不确定且环流不连续，则可以通过起动开关112-118而实现电压级60，通过起动开关110-116而实现电压级64，通过起动开关108-112而实现电压级68，通过起动开关106-112而实现电压级72，并且，通过起动开关104-110而实现电压级76。
图5是由DC电源，诸如信号生成部分40提供变频信号的过程200的流程图视图。过程200包括生成大约等于DC电源电压的倍数的多个功率级（块202），其中，DC电源电压是存在于用于生成变频信号的系统的每个电源两端的电压。例如，如果系统的电源各自生成电压X，那么，在某些实施例中，多个功率级可以包括（任何极性的）0、1X、2X、3X或更多伏。过程200还包括使用跨接电抗器电感器来生成各自具有大约等于多个功率级中的两个的平均值的电压的一个或更多个中间功率级（块204），该跨接电抗器电感器生成信号生成部分40内的循环电压，从而对被约束于每个跨接电抗器电感器的电压求平均以生成其间的输出电压。例如，如果多个功率级包括处于1X伏的电压级和处于2X伏的电压级，则可以包括一个或更多个中间功率级。过程200还包括使用多个功率级和一个或更多个中间功率级来生成变频信号（例如，AC信号58）。
通过使用上述的转换拓扑结构和方法，从而在提供比可能使用磁性构件的系统更便宜且更小的发电系统的同时，实现能够使用小的占用面积来变频的高压、低失真度功率转换器的简单的方法是有效的。而且，发电部分40的可缩放的性质使种种功率级成为可能，从而通过减少用于对输出信号进行滤波以实现机器电压的滤波的量而增大发电的效率。机器电压与输出信号之间的更紧密的匹配减少电流发散并减少所使用的转换额定频率，从而减少转换损耗并减少缓冲电路的使用。
同样地，由于在一些功率转换器中使用的功率的量，因而功率开关以更高的额定电压（例如，3300V）使用。然而，在上文所讨论的信号生成部分40中，跨接电抗器使DC链路电压平衡并对电压输出进行滤波，从而不增大开关的电压应力，就增大DC链路电压级的数量。例如，开关104-110和112-118（及其相应的反并联二极管）可能通常经受比输出更少的电压。例如，在一些实施例中，开关104-110和112-118（及其相应的反并联二极管）仅可以用于阻断大约等于单个电容器两端的电压的电压。通过减少开关阻断的电压的量，使得开关具有较低的额定电压（例如，多达1700V）。通过使用具有较低的额定电压（例如，多达1700V）的开关，使得功率转换器可能能够比使用具有更高的额定电压（例如，3300V或更高）的功率开关的功率转换器传导更多电流。而且，可以比使用更昂贵的更高功率的开关（例如，额定为4500V或更高的开关）的功率转换器更便宜地制造功率转换器。此外，可以不具有复杂的变压器或附加的开关就实现功率转换器，从而降低功率转换器的制造的复杂性和成本。而且，功率转换器分辨率可以稍微模块化，通过堆叠四级模块或增加附加的电容器级而增大级的数量，从而提高功率转换器的使用的灵活性。
本书面描述使用示例来公开本发明，包括最佳模式，并且，还使本领域技术人员能够实践本发明，包括制作且使用任何装置或系统并执行任何合并的方法。本发明的可取得专利权的范围由权利要求定义，并且，可以包括本领域技术人员想到的其他示例。如果这样的其他示例具有并非不同于权利要求的文字语言的结构元件，或如果它们包括与权利要求的文字语言无实质的差异的等效的结构元件，则这样的其他示例旨在处于权利要求的范围内。
附图标记说明
10 驱动系统 102 左边部分
12 功率转换器 104 右边部分
14 输入功率 106 八个功率开关
16 变频功率 108 八个功率开关
18 受驱装置 110 八个功率开关
20 接收附加的输入 112 八个功率开关
24 控制器 114 八个功率开关
26 测量装置 116 八个功率开关
28 处理器 118 八个功率开关
30 存储器 120 反并联二极管
40 信号生成部分 122 反并联二极管
42 图形 124 反并联二极管
44 五级AC信号 126 反并联二极管
46 五个可用功率级 128 反并联二极管
48 五个可用功率级 130 反并联二极管
50 五个可用功率级 132 反并联二极管
52 五个可用功率级 134 反并联二极管
54 五个可用功率级 136 开关二极管对
56 AC信号 138 互连二极管
58 图形 140 互连二极管
60 功率级 142 互连二极管
62 功率级 144 互连二极管
64 功率级 146 互连二极管
66 功率级 148 互连二极管
68 功率级 150 互连二极管
70 功率级 152 互连二极管
72 功率级 154 节点
74 功率级 156 节点
76 功率级 158 节点
80 四个DC链路电容器 162 节点
82 四个DC链路电容器 168 节点
84 四个DC链路电容器 170 上跨接电抗器电感器
86 四个DC链路电容器 172 下跨接电抗器电感器
88 输入电压节点 174 输出节点
90 输入电压节点 113 电压级48开关
92 输入电压节点 176 部分
94 输入电压节点 200 过程
96 输入电压节点 202 块
98 下干线 204 块
100 上干线    

Claims (10)

1. 一种用于转换功率的系统，包括：
多个电源，串联耦合于第一干线与第二干线之间；
第一跨接电抗器电感器，耦合于所述第一干线与输出节点之间，其中，所述第一跨接电抗器电感器经由所述第一干线而被约束为第一电压级；以及
第二跨接电抗器电感器，耦合于所述第二干线与所述输出节点之间，其中，所述第二跨接电抗器电感器经由所述第二干线而被约束为第二电压级，其中，所述第一和第二跨接电抗器电感器利用环流来生成第三电压级。
2. 如权利要求1所述的系统，包括：
第一部分，包括：
第一多个开关二极管对，配置成将所述第一干线耦合至所述第一电压级；和
第一多个互连二极管，各自将所述第一多个开关二极管对的一个或更多个耦合至所述多个电源的相应的电源；以及
第二部分，包括：
第二多个开关二极管对，配置成将所述第二干线耦合至所述第二电压级；和
第一多个互连二极管，各自将所述第一多个开关二极管对的一个或更多个耦合至所述多个电源的相应的电源，其中，所述第一部分和所述第二部分关于所述多个电源而大体上对称。
3. 如权利要求1所述的系统，其中，所述第一电压级包括由所述多个电源的每个提供的电源电压的第一倍数，并且，所述第二电压级包括所述电源电压的第二倍数。
4. 如权利要求3所述的系统，其中，所述第一电压级不同于所述第二电压级，其中，所述第三电压级处于所述电源电压的倍数之间。
5. 如权利要求4所述的系统，其中，所述第三电压级包括所述电源电压的非整数倍数。
6. 如权利要求1所述的系统，其中，所述第三电压级是所述第一电压和所述第二电压的平均值。
7. 如权利要求1所述的系统，其中，所述第一和第二多个开关二极管对包括绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、集成门极换流晶闸管（IGCT）、门极关断型晶闸管（GTO）或它们的组合作为每个开关二极管对的开关。
8. 一种用于转换功率的系统，包括：
输出节点；
第一跨接电抗器电感器，耦合于所述输出节点与第一电压干线之间，其中，所述第一跨接电抗器的电压级被约束为所述第一电压干线的电压级；
第二跨接电抗器电感器，耦合于所述输出节点与第二电压干线之间，其中，所述第二跨接电抗器的电压级被约束为所述第二电压干线的电压级，其中，所述第一和第二跨接电抗器电感器分配所述第一和第二电压干线的所述电压级，以生成所述输出节点处的输出电压；
一个或更多个模块化信号生成单元，各自包括：
第一电源，具有第一阳极和第一阴极；
第二电源，具有第二阳极和第二阴极，其中，所述第一阴极耦合至所述第二阳极；
第一通道，位于所述第一和第二电源的第一侧，其中，所述第一通道配置成控制所述第一干线的所述电压级，并且，所述第一通道包括：
第一开关二极管对，与所述第一电源并联；
第二开关二极管对，与所述第二电源并联；和
第二通道，位于所述第一和第二电源的与所述第一通道相反的一侧，其中，所述第二通道配置成控制所述第二干线的所述电压级，并且，所述第二通道包括：
第三开关二极管对，与所述第一电源并联；
第四开关二极管对，与所述第二电源并联。
9. 如权利要求8所述的系统，其中，所述第一和第二电源各自包括电容器、化学电池或它们的组合。
10. 如权利要求8所述的系统，其中，所述第一和第二电源各自包括DC链路电容器，其中，所述一个或更多个模块化信号生成单元配置成针对每个期望的输出电压而提供一个或更多个配置，其中，针对每个期望的输出电压的所述一个或更多个配置通过改变所述DC链路电容器的哪些放电或充电而允许电容器在所述DC链路电容器之间平衡。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113824335A (zh) * 2021-09-18 2021-12-21 厦门大学 一种单相z源升压型变频交流-交流变换器

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2571721B (en) * 2018-03-05 2021-01-20 Ge Aviat Systems Ltd AC power source
GB201811536D0 (en) 2018-07-13 2018-08-29 Ge Aviat Systems Ltd Battery power source
US10615727B2 (en) * 2018-08-27 2020-04-07 General Electric Company Dynamic brake circuit assembly for a wind turbine

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69233450T2 (de) * 1991-09-20 2005-12-15 Hitachi, Ltd. Halbleitermodul
US7219673B2 (en) * 2004-08-25 2007-05-22 Curtiss-Wright Electro-Mechanical Corporation Transformerless multi-level power converter
US7285876B1 (en) * 2006-05-01 2007-10-23 Raytheon Company Regenerative gate drive circuit for power MOSFET
JP2007325480A (ja) * 2006-06-05 2007-12-13 National Institute Of Advanced Industrial & Technology パワー集積化回路
US7986535B2 (en) * 2007-07-17 2011-07-26 Raytheon Company Methods and apparatus for a cascade converter using series resonant cells with zero voltage switching
US8582331B2 (en) * 2009-07-20 2013-11-12 Vincotech Holdings S.à.r.l. Inverter topologies usable with reactive power
EP2556586A1 (en) * 2010-04-08 2013-02-13 Alstom Technology Ltd. Modularised converter for hvdc and statcom
JP5721096B2 (ja) * 2010-08-23 2015-05-20 国立大学法人東京工業大学 電力変換器
US8649187B2 (en) * 2010-09-21 2014-02-11 Curtiss-Wright Electro-Mechanical Corporation Two-terminal M2LC subsystem and M2LC system including same

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113824335A (zh) * 2021-09-18 2021-12-21 厦门大学 一种单相z源升压型变频交流-交流变换器
CN113824335B (zh) * 2021-09-18 2023-11-07 厦门大学 一种单相z源升压型变频交流-交流变换器

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US20150214830A1 (en) 2015-07-30

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Application publication date: 20150729

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