CN104811044B

CN104811044B - 双模式电压转换器及其操作方法

Info

Publication number: CN104811044B
Application number: CN201510036125.4A
Authority: CN
Inventors: 艾萨克·科昂
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2014-01-24
Filing date: 2015-01-23
Publication date: 2018-11-30
Anticipated expiration: 2035-01-23
Also published as: US9509220B2; US20150214846A1; CN104811044A

Abstract

一种用于减少次级整流器上的应力并降低开关损失的双模式电压转换器(500、700)及相关联方法(600A、600B)。所述电压转换器(500、700)的实施例包括三个开关(M2、M3、M4)及控制电路(502、705、707)，在关于输入电压的确定之后，所述控制电路(502、705、707)可操作以在双开关操作与三开关操作之间进行选择。当所述输入电压大于阈值时，所述三个开关中的一者(M4)永久接通，同时使用脉冲宽度调制PWM信号控制其它两个开关(M2、M3)。当所述输入电压等于或小于所述阈值(例如，需要大于50％的工作循环)时，通过所述PWM信号控制所有三个开关(M2、M3、M4)。

Description

双模式电压转换器及其操作方法

优先权主张及相关专利申请案

此非临时申请案基于以下先前美国临时专利申请案主张优先权：(i)2014年1月24日以艾萨克·科恩(Isaac Cohen)的名义申请的第61/931,324号申请案“双模式前向转换器(BI-MODAL FORWARD CONVERTER)”；及(ii)2014年11月24日以艾萨克·科恩的名义申请的第62/083,701号申请案“双模式前向转换器(BI-MODAL FORWARD CONVERTER)”；所述申请案中的每一者全文以引用的方式并入本文中。

技术领域

所揭示的实施例大体涉及功率转换的领域。

背景技术

功率转换器为用于将一个电压转换成另一电压的电装置。在大多数情况中，功率转换器取得可变电压并将所述电压转换成固定电压。在本文中论述的拓扑结构的情形中，转换器通过改变功率开关的工作循环来进行此操作。如果输入电压降低，那么控制电路增加晶体管开关的接通时间使得输出保持在所要电压。

用于将功率从一个电压转换成另一电压的拓扑结构之一为前向转换器。在此拓扑结构中，跨越变压器的绕组施加初级侧电压且通过此在变压器的次级中感应出电压。通过循环开关施加并移除跨越初级的电压。初级电压的交替施加及移除致使DC电压出现在变压器的次级上。对此电压进行整流、滤波且将其施加到跨越输出的负载。当开关接通时，跨越变压器的初级的电压VIN导致在变压器内积累磁化电流。为防止变压器失效，必须在循环的切断部分期间将此磁化电流复位到零。

用于功率转换的另一拓扑结构为反激式转换器(fly-back converter)。在此拓扑结构中，当跨越变压器的初级绕组施加电压时，初级电流及磁通量增加，从而在变压器中存储能量，但归因于反向偏置二极管，没有电压能够在次级绕组中流动。当从初级绕组移除电压时，初级电流及磁通量下降。使次级电压反向，从而正向偏置二极管且允许电流从变压器流动。

发明内容

本专利申请案揭示用于减少次级整流器上的应力并减少电压转换的切换损失的方法及装置。所揭示的方法及装置以双模式(bi-modally)操作且可在基于输入电压VIN或相关参数而在操作为双开关转换器与操作为三开关转换器之间切换，而非要求前向转换器或反激式转换器仅操作为双开关转换器或者操作为三开关转换器。设定一阈值，所述阈值确保当输入电压足够高使得相关联工作循环将保持低于50％时，接通模式选择信号。在此第一模式中，变压器的初级侧上的第三开关保持接通而另外两个开关遵循脉冲宽度调制(PWM)信号且转换器操作为双开关转换器。当输入电压下降到将需要大于50％的工作循环的电平时，切断模式选择信号。在此第二模式中，第三开关将与电路中的另外两个开关一致操作且转换器将操作为三开关转换器。使用所揭示的方法，减小第三开关的额定电压、降低切换损失且减少输出整流器上的电压应力。

在一个方面中，针对电压转换器揭示操作电压转换器的方法的实施例，所述电压转换器具有：第一开关，其连接在输入电压源的第一端子与变压器的初级绕组的第一区段之间；第二开关，其连接在变压器的初级绕组的第二区段与输入电压源的第二端子之间；及第三开关，其连接在初级绕组的第一区段与第二区段之间。所述方法包含：确定输入电压是否大于阈值；及响应于确定输入电压大于阈值，接通第三开关同时使用脉冲宽度调制信号控制第一开关及第二开关。

在另一方面中，揭示一种电压转换器的实施例。所述电压转换器包含：第一开关，其连接在输入电压源的第一端子与变压器的初级绕组的第一区段之间；第二开关，其连接在变压器的初级绕组的第二区段与输入电压源的第二端子之间；及第三开关，其连接在初级绕组的第一区段与第二区段之间。适当控制电路或逻辑可操作以响应于相对于输入电压源的值的确定在双开关操作与三开关操作之间切换电压转换器的操作。举例来说，当输入电压大于阈值时，接通第三开关同时使用PWM信号以双开关模式控制第一开关及第二开关。另一方面，当输入电压小于或等于阈值(例如，要求大于0.5的工作循环)时，通过使用PWM信号控制所有三个开关。

在又一方面中，揭示一种反激式电压转换器的实施例。所述电压转换器包含：第一开关，其连接在输入电压源的第一端子与第一变压器的初级绕组之间，第二开关，其连接在第二变压器的初级绕组与输入电压源的第二端子之间；及第三开关，其连接在第一变压器的初级绕组与第二变压器的初级绕组之间，其中类似于以上实施例，适当控制电路或模式选择逻辑可操作以取决于输入电压在双开关模式与三开关模式之间提供选择。

附图说明

在附图的图式中作为实例且不作为限制说明本发明的实施例，在附图中相同参考指示类似元件。应注意，本发明中对“一”或“一个”实施例的不同参考未必是指同一实施例，且此类参考可表示至少一个。此外，当结合实施例描述特定特征、结构或特性时，认为结合无论是否明确描述的其它实施例使此特征、结构或特性生效是在所属领域的技术人员的知识范围内。

附图并入到本说明书中且形成本说明书的一部分以说明本发明的一或多个示范性实施例。将从结合所附权利要求书且参考附图进行的以下详细描述理解本发明的各种优点及特征，在附图中：

图1描绘如此项技术中已知的双开关前向转换器的实例；

图2描绘与图1的前向转换器相关联的波形；

图3描绘如此项技术中已知的三开关前向转换器的实例；

图4描绘与图3的前向转换器相关联的波形；

图5描绘根据本发明的实施例的双模式前向转换器的实例；

图6A及6B描绘根据本发明的实施例的在双开关转换器与三开关转换器之间切换的方法；以及

图7描绘根据本发明的实施例的双模式反激式转换器的实例。

具体实施方式

现将参考附图详细描述本发明的特定实施例。在本发明的实施例的以下详细描述中，陈述许多特定细节以提供对本发明的更透彻理解。然而，所属领域的一般技术人员将明白，可在没有这些特定细节的情况下实践本发明。在其它情况中，未详细描述众所周知的特征以避免不必要地使本描述复杂化。

现参考图式且更特定来说参考图1，揭示如此项技术中已知的双开关前向转换器150。开关M3连接在电压源VIN与变压器T1的初级绕组100的第一端子之间，而开关M2连接在初级绕组100的第二端子与电压源VIN的参考端子(例如，接地)之间。二极管D15安置在初级绕组100与参考电压之间且耦合到开关M3与变压器T1的初级绕组100的共同节点。二极管D6系到开关M2与初级绕组100之间的共同节点且连接到电压源VIN。在电路的次级侧上，晶体管T1的次级绕组102的第一端子经由二极管D13及电感器L2连接到输出信号VOUT。次级绕组102的第二端子连接到参考电压，例如接地。二极管D12安置在参考电压与二极管D13及L2之间的共同节点之间。电容器C3安置在输出信号VOUT与其参考端子之间。当由晶体管M2及M3实施的两个开关闭合时，跨越变压器T1的初级绕组100施加输入电压VIN，这感应出跨越变压器T1的次级绕组102的电压。通过脉冲宽度调制信号PWM(其通过任何数目个已知方法产生)控制晶体管M2及M3，使得两个开关均接通或均切断。当M2及M3均接通时，变压器T1的初级100上的电压等于输入电压VIN且在次级102上感应出电压。通过二极管D13对在次级绕组上感应出的电压进行整流且通过滤波器L2及C3对所述电压进行滤波，从而产生输出电压VOUT。

在跨越初级线圈施加电压VIN的周期期间，存在渐增的负载电流；电压VIN还在此周期期间导致在变压器内积累磁化电流。当开关断开时，负载电流停止但磁化电流继续流动直到其被放电且跨越变压器的电压反向。如图1中所见，磁化电流无法流动通过断开的开关M2、M3；而是反向电压正向偏置二极管D15及D6且磁化电流返回到输入源。已知在一循环中必须使磁化电流完全放电以使变压器在长时间周期期间适当运行。即，输入电压乘以施加输入电压的时间必须等于切断循环期间的负电压乘以输入电压切断的时间，从而给出整个循环上的电压-时间积分为零。对于图1中展示的双开关变压器，如果VIN为输入电压、TM1为开关闭合的时间且T2为开关断开的时间，那么VIN乘以TM1必须等于或小于-VIN乘以TM2。这将双开关前向转换器的工作循环限于50％或更小以用于稳定操作。

图2展示当以小于50％的工作循环操作时图1的前向转换器的若干时序图200。在图2中展示的实施例中，工作循环为33％。晶体管M2及M3在持续三分之一个循环的接通间隔202期间是接通的且其在持续三分之二个循环的切断间隔204期间是切断的。跨越变压器T1的初级的电压VT在接通间隔202期间等于输入电压VIN。大约在相等时间周期208期间，VT等于VIN的负值(negative)。在循环210的剩余部分期间，除了信号的某个振铃(ringing)之外，VT接着返回到大约零。因此，VT在一个循环上的电压-时间积分为零。电流ITMAG展示相同周期期间的磁化电流波形。

全文以引用的方式并入的授予博特利尔(Bottrill)的共同拥有的美国专利6,707,690揭示对图1的双开关前向转换器的修改，即，三开关前向转换器。在图3中展示三开关前向转换器300的实例。图3的电路类似于图1中展示的电路，其中存在若干重要变化，。更具体来说，变压器T3的初级侧分裂成两个绕组区段302、304且第三开关M4安置在变压器T3的两个区段302、304之间。如下文提及，还添加二极管D19及D21。开关M3安置在电压源VIN与变压器T3的初级绕组区段302(例如，第一区段或分段)的端子之间。开关M2安置在初级绕组的区段304(例如，第二区段或分段)与电压源VIN的参考端子(即，接地)之间。二极管D15安置在初级绕组的区段302与参考电压轨之间且耦合到开关M3与变压器T3的初级绕组的区段302的共同节点。二极管D19安置在初级绕组的区段302与输入电压VIN之间且连接到开关M4。二极管D21安置在参考电压与变压器T3的初级绕组的区段304之间且连接到开关M4。二极管D6安置在初级绕组的区段304的端子与输入电压VIN之间且连接到开关M2。

在转换器电路300的次级侧上，变压器T3的次级绕组306的第一端子经由二极管D13及电感器L2连接到输出信号VOUT。次级绕组306的第二端子连接到参考电压轨，即，接地。类似于图1中展示的转换器电路150，二极管D12安置在参考电压与二极管D13与L2之间的共同节点之间。类似地，电容器C3安置在输出信号VOUT与其参考端子之间。因此，如图3中说明，经由开关晶体管M2、M3及M4跨越变压器T3的初级绕组区段302、304施加输入电压VIN，开关晶体管M2、M3及M4与初级绕组的分段串联连接。此外，开关晶体管M2、M3及M4可串联式由PWM信号控制，PWM信号可通过任何数目的已知方法产生及控制。

控制开关M2、M3及M4使得其均接通或均切断。当开关M2、M3及M4均接通时，跨越变压器T3的电压等于输入电压VIN。如在更早的实例中，跨越T3施加的输入电压VIN致使渐增的负载电流在T3中流动且致使磁化电流在变压器内积累，必须在切断阶段期间使磁化电流放电。当M2、M3及M4切断时，磁化电流继续流动且跨越绕组的电压反向。此反向电压增加直到二极管导电且磁化电流从初级绕组的单独分段302、304返回到电源。在绕组区段302的情形中，电流从下轨流动通过D15、绕组302及D19而到达上轨。在绕组304的情形中，电流从下轨流动通过D21、绕组304及D6而到达上轨。因为磁化电流的量值在从接通间隔到切断间隔的转变期间保持相同，所以跨越每一绕组302、304的电压在切断间隔期间等于-VIN且跨越T3的有效电压在切断间隔期间为-2VIN。然而，因为开关M4隔离绕组302、304，所以每一绕组区段仅经历跨越其的输入电压VIN。在反向电压有效加倍的情况下，电压-时间积分的负部分在一半的正部分时间中得到满足。

图4的时序图400说明当以大于50％的工作循环(在此说明中为66％)操作时此实施例的操作。晶体管M2、M3及M4在为三分之二个循环的接通间隔422期间是接通的且在为三分之一个循环的切断间隔424期间是切断的。接通间隔422期间跨越变压器T3的电压VT′等于VIN 426。在切断间隔424期间，每一绕组302、304具有跨越其的等于-VIN的电压，使得跨越变压器T3的有效电压等于-2VIN 428。当循环结束时，VT′在完整循环(422及424)上的电压-时间积分恰好总计为零。

在PWM信号的切断阶段期间，三开关电压转换器的初级侧以两倍于在双开关转换器中的速度使磁化电流放电。这意味着在电压转换器的次级侧上，三开关电压转换器的二极管经受电压2VIN。应了解，在输入电压为高的周期期间使用三开关配置将不必要的应力强加于这些次级二极管上。此外，因为晶体管M4正跨越输入电压的整个范围操作，所以晶体管M4必须具有与晶体管M2及M3相同的额定电压。

根据本发明的教示，可基于输入电压电平有利地实现双开关模式与三开关模式之间的切换，从而缓解过量电压应力及不必要的切换损失。在实例实施方案中，在输入电压处于或接近需要大于50％的工作循环的电平(例如，当电压为低时)时，电压转换器可操作为三开关转换器。另一方面，当输入电压足够高(即，例如小于50％的工作循环)时，可选择性地实施双开关操作模式。

图5展示双模式前向转换器500(即，可操作为双开关前向转换器或三开关前向转换器的前向转换器)的实施例。在此实施例中，图5的电路实质上类似于图3的电路，其中适当控制电路涉及经提供以用于控制第三开关的模式选择信号MS及逻辑电路502。概括来说，第一开关M3连接在输入电压源的第一端子(例如，高轨)与变压器T3的初级绕组的第一区段302之间。第二开关M2连接在变压器T3的初级绕组的第二区段304与输入电压源的第二端子(例如，接地或其它参考电压轨)之间。第三开关M4连接在变压器T3的初级绕组的第一区段302与第二区段304之间。电路500的其它组件(例如，二极管、电感器、电容器等等)经耦合以按实质上类似于图3的电路300中展示的对应组件的方式操作。因此，此处在加上必要的变更的情况下等效地应用图3的描述。

在图5中展示的实施例中，逻辑电路502(其控制开关M4)展示为组合模式选择信号MS与PWM信号以用于选择性地控制M4的“或”门。另一方面，晶体管M2及M3保持仅处于PWM信号的控制之下。所属领域的技术人员将认识到，在进一步实施例中可实施其它逻辑门以实现用于控制M4或其它开关(其可实现为合适的晶体管，例如MOSFET、JFET、BJT或类似者)的功能等效物。在电路的操作期间，当工作循环小于50％时接通模式选择信号，使得前向转换器执行为双开关转换器，且当工作循环大于50％时切断模式选择信号，从而致使前向转换器执行为三开关前向转换器。

参考图5(其说明电路的实施例)且参考图6A及6B(其提供切换方法论的流程图)论述实例双模式前向转换器500的操作。模式选择信号的控制可基于所接收的输入电压或相关参数。举例来说，取决于前向转换器的特定设计，可针对输入电压设定阈值。说明性地，当输入电压足够高(即，大于阈值)时开关中的一者(例如，M4)是永久接通的以允许使用小于或等于50％的工作循环(即，0.5工作循环)进行输出电压调节。当输入电压下降到低于阈值从而需要以大于0.5的工作循环操作时，与开关M3及M2一致地对M4进行PWM调制。因此，阈值可经设置以确保当维持所要输出所需的工作循环小于或等于50％时，模式选择信号将为接通。将此阈值设置为与50％的工作循环完全一致并不重要；但必须确保在将要维持必要的工作循环的情况下模式选择信号是接通的。在至少一些实施例中，可将阈值设置为需要实质上小于0.5的工作循环(例如，48％的工作循环)的输入电压。从双开关操作切换到三开关操作的定时也不是关键的；取决于特定电压转换器应用，几毫秒的持续时间是可接受的数字。

因此，应了解，模式选择电路的公差在根据本发明的实施例的前向转换器电路的实施放案中不是关键的。参考图6A，与电压转换器(例如，前向转换器500)相关联的适当控制电路(未具体展示)确定输入电压是否大于阈值(框602)。响应于确定输入电压大于阈值，控制电路接通或以其它方式断言(assert)模式选择信号MS(框604)，这接通晶体管M4。另一方面，晶体管M2、M3响应于PWM信号继续接通及切断。在此第一模式中，电压转换器执行为双开关前向转换器。即，当PWM信号为高时，跨越变压器T3施加电压VIN，且负载电流流动通过初级分段302、304及开关M2、M4、M3。电压VIN的施加还导致在变压器T3内积累磁化电流。接着，当PWM信号为低时，晶体管M2、M3切断，但晶体管M4归因于模式选择信号MS为高而保持接通。磁化电流继续流动通过初级分段302、304及开关M4且跨越T3的电压反向。二极管D15及D6变成正向偏置，从而将T3连接到上轨及下轨且电流返回到电压源。二极管D19及D21保持反向偏置且对电路的操作没有影响。对应于此第一模式的波形将与图2中展示的波形相同。

接着转到图6B，随着电压转换器继续操作，控制器电路(未具体展示)确定输入电压(或相关参数)是否小于或等于阈值(框610)。响应于检测到输入电压小于或等于阈值，控制电路切断或以其它方式解除断言模式选择信号MS(框612)。在此第二模式中，所有三个开关M2、M3、M4响应于PWM信号而操作且电压转换器执行为三开关前向转换器。即，当PWM信号为高时，所有三个开关接通且负载电流流动通过初级分段302、304及开关M2、M3、M4。同时，电压VIN的施加还导致在变压器T3内积累磁化电流。接着，但PWM信号为低时，所有三个M3、M4、M2切断。磁化电流继续流动通过初级分段302及304且跨越这些分段中的每一者的电压反向，但电流无法移动通过断开的开关。二极管D15及D19变成正向偏置且将初级分段302连接到电源轨，从而使磁化电流从分段302返回到电压源。类似地，二极管D21及D6变成正向偏置且将初级分段304连接到电源轨，从而使磁化电流从初级分段304返回到电压源。

至此揭示的实施例涉及前向转换器。然而，本文中揭示的发明概念不限于前向转换器而是还可用于反激式转换器中(例如，在图7中说明反激式转换器的实例)。在展示为反激式转换器700的实例实施例中，图3及5的分裂式变压器由两个变压器T4、T5替代，其中开关M3、变压器T4、开关M4、变压器T5及开关M2串联连接在电源VIN与参考电位(例如，接地)之间。将理解，变压器T4、T5还可由具有分裂式初级绕组的单个变压器替代且实现相同优点。开关M3、M4、M2中的每一者具有与所述开关并联连接的对应电容器C7、C9、C11。类似地，变压器T4的初级绕组702与电感器L5并联连接且变压器T5的初级绕组704与电感器L6并联连接。二极管D15、D19、D21、D6的连接实质上类似于上文描述的前向转换器500中的相同二极管的连接。即，二极管D15安置在参考电压(即，接地)与变压器T4的初级绕组702之间且还连接到开关M3。二极管D19安置在变压器T4的初级绕组702与输入电压VIN之间且连接到开关M4。二极管D21安置在参考电压与变压器T5的初级绕组704之间且连接到开关M4。二极管D6安置在输入信号VIN与变压器T5的初级绕组704之间且连接到开关M2。经由合适逻辑组件710传播的源信号709可操作以出于本文中揭示的反激式转换器的目的而提供PWM信号。如以前，提供PWM信号以控制开关M2、M3。类似于先前描述的转换器操作，模式选择信号MS及PWM信号经由合适逻辑706(其在此图中展示为“或”门)调解以控制开关M4。在电路的次级侧上，变压器T4的次级绕组706的一个端子经由电感器L7连接到参考电压。变压器T4的次级绕组706的另一端子经由二极管30连接到输出信号VOUT。电容器C5及电阻器R1各自连接在参考电压(即，接地)与二极管D30及输出信号Vo的共同节点之间。变压器T5的次级绕组708的第一端子经由电感器L8连接到参考电压。变压器T5的次级绕组708的第二端子经由二极管D31连接到输出信号VOUT。

可见，转换器700的初级侧实质上以与前向转换器相同的方式操作，其中次级侧的操作以反激式转换器的方式而非如同前向转换器的方式执行。在操作中，第三开关M4从逻辑电路705接收输入，逻辑电路705在图中展示为“或”门。然而，将理解，其它逻辑电路可提供相同功能性，其中输入为PWM信号且模式选择信号MS由合适的MS逻辑707提供。使用此额外逻辑电路705允许反激式转换器从双模式操作接收与在前向转换器中所提及相同的益处。图7中揭示的特定实施例还说明其中双模式操作为有用的另一情境，其中提供两个单独变压器T4及T5而非具有拥有分裂式初级绕组区段的单个变压器。此实施例还可受益于使用双模式操作来降低切换损失及降低次级二极管上的应力。未在本文中论述反激式转换器的具体操作，这是因为所属领域的技术人员将熟悉这些细节。

虽然已详细展示及描述各种实施例，但所附权利要求书不限于任何特定实施例或实例。此外，虽然可在不同实施例中的绘图中类似地标记各种电路组件(例如，二极管、晶体管、电感器、电容器、电阻器等等)，但所述组件可能未必相同且可以专用于特定电压转换器实施方案的不同值及操作参数来设计。此外，包含适当模式选择控制逻辑的实例电压转换器实施例可实施为用于功率转换器组合件及应用中的集成电路。并且，以上详细描述中的任何者不应解读为暗示任何特定组件、元件、步骤、动作或功能是必需的使得其必须包含在所附权利要求书的范围中。以单数形式对元件的参考不希望表示“一个且仅一个”(除非明确如此陈述)，而是表示“一或多个”。所属领域的一般技术人员知晓的上文描述的实施例的元件的所有结构性及功能性等效物以引用的方式明确地并入本文中且希望由本权利要求书涵盖。因此，所属领域的技术人员将认识到，可使用在所附权利要求书的精神及范围内的各种修改及变更来实践本文中描述的示范性实施例。

Claims

1.一种操作电压转换器的方法，所述电压转换器具有：第一开关，其连接在输入电压源的第一端子与变压器的初级绕组的第一区段的第一端子之间；第二开关，其连接在所述变压器的所述初级绕组的第二区段的第二端子与所述输入电压源的第二端子之间；及第三开关，其连接在所述初级绕组的所述第一区段的第二端子与所述第二区段的第一端子之间，所述方法包括：

确定所述输入电压是否大于阈值；及

响应于确定所述输入电压大于所述阈值，接通所述第三开关同时使用脉冲宽度调制信号控制所述第一开关及所述第二开关；

确定所述输入电压是否等于或小于所述阈值；及

响应于确定所述输入电压等于或小于所述阈值，使用所述脉冲宽度调制信号控制所述第一、所述第二及所述第三开关。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述阈值设置为需要等于或小于50％的工作循环的预定值。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述方法可在前向转换器处操作。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述方法可在反激式转换器处操作。

5.一种电压转换器，其包括：

第一开关，其连接在输入电压源的第一端子与变压器的初级绕组的第一区段的第一端子之间；

第二开关，其连接在所述变压器的所述初级绕组的第二区段的第二端子与所述输入电压源的第二端子之间；

第三开关，其连接在所述初级绕组的所述第一区段的第二端子与所述第二区段的第一端子之间；及

控制电路，其可操作以响应于相对于所述输入电压源的值的确定在双开关操作与三开关操作之间切换所述电压转换器的操作。

6.根据权利要求5所述的电压转换器，其中当所述输入电压大于阈值时，所述控制电路可操作以接通所述第三开关同时使用脉冲宽度调制PWM信号控制所述第一及第二开关。

7.根据权利要求6所述的电压转换器，其中当所述输入电压等于或小于阈值时，解除激活提供到所述控制电路的模式选择信号且使用所述PWM信号控制所述第一、所述第二及所述第三开关。

8.根据权利要求5所述的电压转换器，其中将所述输入电压的阈值设置为需要等于或小于50％的工作循环的预定值。

9.根据权利要求5所述的电压转换器，其中所述电压转换器包括前向转换器。

10.一种反激式电压转换器，其包括：

第一开关，其连接在输入电压源的第一端子与第一变压器的初级绕组的第一端子之间；

第二开关，其连接在第二变压器的初级绕组的第二端子与所述输入电压源的第二端子之间；

第三开关，其连接在所述第一变压器的所述初级绕组的第二端子与所述第二变压器的所述初级绕组的第一端子之间；及

控制电路，其可操作以响应于相对于所述输入电压源的值的确定在双开关操作与三开关操作之间切换所述反激式电压转换器的操作。

11.根据权利要求10所述的反激式电压转换器，其中当所述输入电压大于阈值时，所述控制电路可操作以接通所述第三开关同时使用脉冲宽度调制PWM信号控制所述第一及第二开关。

12.根据权利要求11所述的反激式电压转换器，其中当所述输入电压等于或小于所述阈值时，解除激活提供到所述控制电路的模式选择信号且使用所述PWM信号控制所述第一、所述第二及所述第三开关。

13.根据权利要求10所述的反激式电压转换器，其中将所述输入电压的阈值设置为需要等于或小于50％的工作循环的预定值。

14.根据权利要求10所述的反激式电压转换器，其中在所述输入电压高于阈值时，所述控制电路可操作以促进接通所述第三开关同时允许所述第一及第二开关一起接通及切断。