CN104808036A - 磁耦合dc电流传感器 - Google Patents

Abstract

本申请案涉及一种磁耦合DC电流传感器。一种用于测量电流的方法包括使DC电流I_DC通过变压器的初级侧(502)及使用AC电压(514、516)驱动所述变压器的次级侧(504)，其中所述变压器的所述次级侧(504)中的电流I_S达到稳定水平(126、128)。在所述稳定水平期间测量所述变压器的所述次级侧(504)中的所述电流I_S，其中所述经测量电流与所述DC电流I_DC成比例。

Description

磁耦合DC电流传感器

优先权主张

本申请案主张2014年1月24日申请的艾萨克·科恩(Isaac Cohen)的标题为《磁耦合DC电流传感器(MAGNETICALLY COUPLED DC CURRENT SENSOR)》的美国临时专利申请案61/931,373的优先权，所述临时专利申请案出于所揭示的所有目的以引用的方式并入本文中。

技术领域

本申请案涉及DC电流传感器。

背景技术

隔离DC电流传感器远程感测或测量DC电流。一些隔离DC电流传感器包含具有初级侧及次级侧的变压器或类似物。初级侧通常具有一匝或仅若干匝且用于使DC电流通过。流动通过初级侧的DC电流产生最终在次级侧中感应出电流的场，所述电流称为次级电流。测量在变压器的次级侧中产生的次级电流且提供所述次级电流作为指示DC电流或与DC电流成比例的输出。此类隔离DC电流传感器的益处之一为在产生经测量电流的电路与DC电流感测电路之间不存在物理连接。

发明内容

一种用于测量电流的方法包含使DC电流通过变压器的初级侧及使用AC电压驱动变压器的次级侧，其中变压器的次级侧中的电流达到稳定水平(plateau)。在稳定水平期间测量变压器的次级侧中的电流，其中经测量电流与DC电流成比例。

附图说明

图1为现有技术电流传感器的示意说明。

图2A为图1的驱动电压的实例的图表。

图2B为响应于驱动电压及DC电流的图1的电流传感器中的理想次级电流的实例的图表。

图2C为响应于驱动电压及DC电流的图1的电流传感器中的实际次级电流的实例的图表。

图3为包含产生驱动电压的动态电压供应的双芯电流传感器的实例的示意图。

图4为电流传感器的实例的详细示意图。

图5为具有单芯或变压器的电流传感器的实例的示意图。

图6为用于测量电流的方法的实例的流程图。

具体实施方式

图1为现有技术电流传感器100的说明。电流传感器100包含两个芯，其个别地称为第一芯102及第二芯104。在理想情况中，芯102、104具有无限导磁率。然而，在实际应用中，芯102、104具有非常高的导磁率。载送DC电流I_DC的导体108延伸通过芯102、104。如图1中展示，导体108在第一方向上延伸通过第一芯102且导体108在第二方向上延伸通过第二芯104。

以第一绕组110缠绕第一芯102且以第二绕组112缠绕第二芯104。出于说明目的，在图1中仅展示若干匝绕组110、112，然而，在大多数实例中，在每一芯上存在许多匝，例如数百或数千匝。绕组110、112串联连接，使得由第一绕组110中的DC电流I_DC感应出的电流与在第二绕组112中感应出的电流相反。绕组110、112耦合或以其它方式连接到产生驱动电压V_D的电压供应114。此外，绕组110、112耦合到桥120。在图1的实例中，驱动电压V_D为如图表2A中展示的方波。在理想情形下，驱动电压V_D具有50％的工作循序，使得驱动电压V_D在其循环的前半部期间具有第一极性且在所述循环的后半部期间具有相反极性。

次级电流I_S响应于驱动电压V_D及DC电流I_DC流动通过绕组110、112。在理想情形下，次级电流I_S在正峰值电流I_P+及负峰值电流I_P-的值处达到峰值，I_P+及I_P-均具有I_DC/N的振幅，其中N为绕组102、104中的每一者中的匝数比。在图1的实例中，导体108延伸通过芯102、104，所以匝数比N为绕组110及112上的匝数。通过桥120整流次级电流I_S且通过电流测量装置122测量次级电流I_S。在图2B的理想情形中，经整流次级电流I_S将为完美DC电流，其中平均值等于DC电流I_DC除以绕组110、112中的匝数。

在真实条件下，芯102、104的导磁率不是无限的，泄漏电感存在且绕组110、112具有电阻。因而，次级电流I_S不恒定遵循DC电流I_DC。非真实情形下的次级电流I_S的实例由图2C的图表展示。如图2C中展示，次级电流I_S的波形是实质上梯形的而非如在图2B的理想情形中是方形的。图2C的梯形波形在与图2B的次级电流I_S相同的正峰值电流I_P+及负峰值电流I_P-处具有稳定水平126及128。如果对图2C的梯形波形进行整流，那么所得波形将不为纯DC电流且其将不等于I_DC/N。因此，基于经整流次级电流I_S的所得电流测量将不是正确的。

当前电流传感器的实例实施例在稳定水平126、128中的一者或两者处取样或以其它方式测量次级电流I_S。通过为测量定时以与稳定水平126、128中的一者或两者一致，在次级电流I_S已达到稳定水平的稳定水平周期t_p期间实现测量。在一些实例实施例中，测量的定时与驱动电压V_D的频率相关，使得测量在稳定水平周期t_p期间发生。在其它实例实施例中，在稳定水平126、128期间监视次级电流I_S且在达到稳定水平126、128时进行测量。举例来说，监视器(未展示)可监视次级电流I_S且在次级电流I_S的衍生物(derivative)为零或实质上改变时(这指示稳定水平126、128)产生执行测量的指令。在其它情况中，监视器可在没有变化的周期(这指示稳定水平)期间监视次级电流I_S。上文描述的监视稳定水平126、128的方法可适用于本文中描述的所有电流传感器实施例。

常规电流传感器中的驱动电压V_D是静态的，这表示驱动电压V_D的频率及振幅是恒定的。在此类情形中，当DC电流I_DC较大时，次级电流可能达不到稳定水平。举例来说，次级电流I_S可呈没有稳定水平的梯形波的形式或其峰值可能达不到值I_DC/N。在驱动电压V_D较高以便使源自高DC电流I_DC的高次级电流I_S能够达到稳定水平的情形中，传感器100可能由于在DC电流I_DC为低时产生过多的稳定水平周期t_p而使用过多能量。举例来说，驱动电压V_D的静态振幅可保持高，这产生长稳定水平周期t_p，其可比执行测量所必需的稳定水平周期长。产生长稳定水平周期t_p的问题是：驱动电压V_D始终保持高，这消耗过多的功率。本文中描述的电流传感器包含动态驱动电压，其克服静态驱动电压所存在的上述问题。

图3为包含动态电压供应302(其产生驱动电压V_D)的双芯电流传感器300的实例的示意图。双芯传感器300使得能够在不考虑DC电流I_DC的方向的情况下测量DC电流I_DC。在一些实例中，电压供应302响应于次级电流I_S而改变或调制驱动电压V_D的振幅。在其它实例中，电压供应302响应于次级电流I_S而调制或改变驱动电压V_D的频率。在另外其它实例中，电压供应302响应于次级电流I_S而调制驱动电压V_D的振幅及频率。

电流传感器300测量DC电流I_DC，DC电流I_DC在图3中说明为跨越双芯变压器T1的初级侧306(或简称为“初级306”)而耦合。实际上，DC电流I_DC通常为在导体中流动的DC电流，其中所述导体耦合到产生DC电流I_DC的电路。图3中的变压器T1描述为单个装置。然而，在其它实施例中，变压器T1为双装置，例如具有图1的两个芯102、104的装置。因此，初级侧306可为穿过如图1中展示的两个芯的导体。

变压器T1的次级308耦合到电压供应302的输出310，其输出驱动电压V_D。驱动电压VD为方波，其在图3的实例中具有如图2A的图表展示的50％工作循环。次级308耦合到测量次级电流I_S的电流测量装置314。电流传感器314产生指示与DC电流I_DC成比例的次级电流I_S的输出信号。在一些实例中，电流测量装置314的输出信号为电压，且在其它实例中，输出信号为数字信号或电流。在下文描述的一些实例中，电流测量装置314包含在稳定水平周期t_p期间测量次级电流I_S的取样及保持电路或其它电路。

将由电流测量装置314测量的次级电流I_S的值反馈到电压供应302，电压供应302响应于次级电流I_S而产生驱动电压V_D。在一些实例中，电压供应302产生将稳定水平峰值t_p(图2)维持在预定限制内的驱动电压V_D。举例来说，当DC电流I_DC上升时，稳定水平126、128的持续时间缩短，这可缩短可在其中执行次级电流I_S的测量的周期。在一些实例中，当DC电流I_DC上升过高时，稳定水平126、128消失。调制或以其它方式改变驱动电压V_D以维持稳定水平126、128。当DC电流I_DC上升时，次级电流I_S也上升。次级电流I_S的上升引起驱动电压V_D的上升以便维持稳定水平126、128。

当DC电流I_DC下降时，次级电流I_S也下降，这导致稳定水平周期t_p的增大。稳定水平周期t_p的增大并非所需要的且可在较大程度上归因于高驱动电压V_D，高驱动电压V_D消耗不需要的功率。传感器300通过在次级电流I_S下降时减小驱动电压V_D来克服此问题。因此，传感器300不消耗在次级电流I_S为低时产生高驱动电压V_D所需的功率。

在其它实施例中或除上文描述的实例之外，电压供应302可响应于次级电流I_S改变驱动电压V_D的频率。举例来说，当次级电流I_S为低时，可增大驱动电压V_D的频率，这是因为使次级电流达到稳定水平126、128需要更少的时间。当次级电流I_S为高时，可减小驱动电压V_D的频率以便提供供次级电流I_S达到稳定水平126、128的时间。

可采用各种方法来监视次级电流I_S且改变驱动电压V_D。在一些实例中，驱动电压V_D的振幅与次级电流I_S直接相关。举例来说，驱动电压V_D为次级电流I_S的函数，例如线性函数。在其它实例中，比例因子乘以次级电流I_S或驱动电压V_D。因此，次级电流I_S的增大或降低导致驱动电压V_D的成比例增大或降低。相同的情形可适用于其中响应于次级电流I_S改变驱动电压V_D的频率的实例。

图4为双芯电流传感器400的实例的更详细示意图。电流传感器400包含第一变压器T2及第二变压器T3。第一变压器T2具有与第二变压器T3的初级406串联耦合的初级404。待测量的DC电流(I_DC)流动通过两个变压器T2、T3的初级404、406。传感器400包含第一驱动器410及第二驱动器414，第一驱动器410耦合到第一变压器T2的次级412且第二驱动器414耦合到第二变压器T3的次级416。如图4中展示，变压器T2、T3经配置使得其磁化相反。第一变压器T2的次级412具有响应于DC电流I_DC而流动通过其中的第一次级电流I_S1。类似地，第二变压器T3的次级416具有响应于DC电流I_DC而流动通过其中的第二次级电流I_S2。

第一驱动器410包含与晶体管Q2串联耦合的晶体管Q1。图4中描述的晶体管用作开关且可使用其它开关机构来代替晶体管。晶体管Q1及晶体管Q2在节点N1处耦合，节点N1耦合到第一变压器T2的次级412。晶体管Q1、Q2的栅极通过反相器420耦合。因此，晶体管Q1、Q2处于相反状态(开或关)。反相器420的输入及晶体管Q2的栅极耦合到时钟422，时钟422产生与图2A的时钟信号相同或类似的时钟信号。图4的实例中的时钟信号以工作循环D操作，工作循环D可为50％且具有足以切断及接通晶体管的振幅。基于所述电路，晶体管Q2以工作循环D操作且晶体管Q1以工作循环1-D操作。如上文描述，在一些实例中工作循环D为50％，所以工作循环1-D也为50％。

第二驱动器414类似于第一驱动器410且包含在节点N2处串联耦合的晶体管Q3及晶体管Q4。节点N2耦合到第二变压器T3的次级416。晶体管Q3、Q4的栅极通过反相器424耦合。反相器424的输入及晶体管Q3的栅极耦合到时钟422。因此，晶体管Q2及Q3一起接通及切断且晶体管Q1及Q4一起接通及切断。结果是：一个变压器通过DC电流I_DC充电且同时复位另一变压器。

驱动器410、414耦合到产生正驱动电压V+及负驱动电压V-的动态电压供应430，其中响应于变压器T2、T3的次级电流I_S1、I_S2设置驱动电压V+、V-的振幅及/或频率。如由驱动器410、414的配置展示，变压器T2、T3的次级412、416具有施加到其的正驱动电压V+或负驱动电压V-。更具体来说，当节点N1耦合到正驱动电压V+时，节点N2耦合到负驱动电压V-，且反之亦然。因此，在某一时间仅有一个变压器处于饱和。在电压供应430与节点N1、N2之间可存在某种损失，然而，在此实例中，认为驱动电压V+、V-施加到节点N1、N2而不考虑任何损失。

次级412、416耦合到桥434，桥434耦合到分流电阻器R_S。第一次级电流I_S1及第二次级电流I_S2流动通过桥434且产生跨越分流电阻器R_S的分流电压V_S，分流电压V_S指示次级电流I_S1、I_S2且/或与次级电流I_S1、I_S2成比例。分流电阻器R_S耦合到取样及保持电路440，取样及保持电路440在图4的实例中包含开关SW1及电容器C1。开关SW1的状态由时钟422及延迟442控制。延迟442使得能够在精确时间取样跨越分流电阻器R_S的分流电压V_S。在一些方面中，延迟是动态的，这是因为其响应于时钟422的频率而变化以实现稳定水平期间的取样。如上文描述，取样在次级电流I_S1、I_S2的稳定水平期间发生，这提供对DC电流I_DC的准确测量。当开关SW1闭合时，通过电容器C1取样及保持跨越感测电阻器R_S的感测电压V_S。

跨越电容器C1的电压为电流传感器400的输出电压V_OUT。将输出电压V_OUT反馈到电压供应430，其中电压供应430响应于输出电压V_OUT而调制或改变驱动电压V+、V-。图4的实例包含由放大器448提供的比例因子K，放大器448在将输出电压V_OUT输入到电压供应430之前按比例调整输出电压V_OUT。次级电流I_S1、I_S2与驱动电压V+、V-之间的关系是实质上线性的，所以样本K值可用作放大器448的放大率。更具体来说，变压器T2、T3的主要参数为饱和泄漏，饱和泄漏本质上为非时变且非温变的。次级412、416中的电阻为非时变且温度相依的，但温度变化的影响是无关紧要的且仅影响驱动损失而不影响准确度。因此，因为饱和电感的影响是最重要的，所以仅使用增益因子K及固定初始电压V0(下文描述)的线性近似校正函数通常足以操作传感器400。

图4的传感器400的实例包含添加到到电压供应430的反馈的初始电压V0。初始电压V0为致使电压供应430在DC电流I_DC最小或不存在时产生驱动电压V+、V-的最小电压输入。在未添加初始电压V0的情况下，驱动电压V+、V-可下降到在DC电流I_DC下降或不存在时阻止电流传感器400正确操作的电平。在一些实例中，最小驱动电压V_D由次级412、416中的绕组的电阻确定。

图5为具有单芯或变压器T4的电流传感器500的实例的示意图。不同于上文描述的电流传感器，电流传感器500不是双向的且仅测量在一个方向上流动的DC电流I_DC。电流传感器500具有单个变压器T4，所以DC电流I_DC仅流动通过所述一个变压器T4的初级502。变压器T4的次级504的一侧耦合到分流电阻器R_S，分流电阻器R_S将次级电流I_S转换成分流电压V_S。通过电压测量装置510测量分流电压V_S。如上文描述，在次级电流I_S的稳定水平期间执行电压测量。电压测量装置510具有提供指示DC电流I_DC的信号(例如，电压)的输出。所述输出耦合到正电压供应514及负电压供应516，正电压供应514供应正驱动电压V+且负电压供应516供应负驱动电压V-。在一些实例中，正电压供应514及负电压供应516为如图3中展示的单个电压供应。

次级504的另一侧、正电压供应514及负电压供应516耦合到驱动电路520。驱动电路520包含在节点N4处耦合的晶体管Q5及晶体管Q6，节点N4耦合到变压器T4的次级504。晶体管Q5耦合到正驱动电压514且晶体管Q6通过限流器522耦合到负电压供应516。在一些实例中，将限流器522设置为约等于变压器T4的饱和电流的电流值。

晶体管Q5、Q6的栅极由产生如图2A中展示的方波的时钟526驱动。时钟526耦合到晶体管Q5的栅极且通过反相器528耦合到晶体管Q6的栅极。因此，使用工作循环D驱动晶体管Q5的栅极且使用工作循环1-D驱动晶体管Q6的栅极。在图5的实例中，工作循环D为50％，所以以同一工作循环驱动晶体管Q5、Q6。

电流传感器500在持续时间D期间使用正驱动电压V+驱动变压器T4的次级504。在此周期期间，DC电流I_DC感应出次级电流I_S，次级电流I_S流动通过分流电阻器R_S。当跨越分流电阻器RS的电压达到稳定水平时，电压测量装置510测量所述电压。因此，稳定水平处的电压对应于I_DC/N的次级电流I_S。在1-D的周期期间，负驱动电压V-通过限流器522耦合到次级504。此耦合通过迫使变压器T4接近饱和来致使变压器T4复位。在电压测量装置510测量跨越分流电阻器R_S的电压之后的某个时间，改变或调制正驱动电压V+以反映次级电流I_S。更具体来说，当将驱动电压V+施加到次级504时改变正驱动电压V+以将次级电流I_S中的稳定水平维持在预定边界内。结果为DC电流I_DC为高时的准确电流测量及DC电流I_DC为低时的低功率耗散。

图6为用于测量电流的方法的实例的流程图600，其包括：步骤602：使DC电流通过变压器的初级侧；步骤604：以AC电压驱动变压器的次级侧；及步骤606：在稳定水平期间测量次级电流，其中经测量电流指示DC电流。

虽然已在本文中详细描述电流传感器的说明性且当前优选实施例，但应理解，可以其它方式不同地体现及采用所述概念且希望将所附权利要求书理解为包含除由现有技术限制之外的此类变型。

Claims (26)

1.一种用于测量电流的方法，所述方法包括：

使DC电流通过变压器的初级侧；

使用AC电压驱动所述变压器的次级侧；及

在稳定水平期间测量所述次级电流，其中所述经测量电流指示所述DC电流。

2.根据权利要求1所述的方法，其中驱动所述变压器的所述次级侧包括：

响应于所述次级电流的增大而增大所述AC电压的振幅；及

响应于所述次级电流的下降而减小所述AC电压的所述振幅。

3.根据权利要求1所述的方法，其中驱动所述变压器的所述次级侧包括：

响应于所述次级电流的下降而增大所述AC电压的频率；以及

响应于所述次级电流的增大而降低所述AC电压的所述频率。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述AC电压的循环的第一部分磁化所述次级且其中所述AC电压的所述循环的第二部分驱动所述变压器朝向饱和。

5.根据权利要求4所述的方法，其中在所述AC电压的所述循环的所述第二部分期间所述次级中的所述电流限于预定值。

6.根据权利要求4所述的方法，其中所述次级中的所述电流限于小于所述变压器的饱和电流的值。

7.根据权利要求4所述的方法，其中所述次级中的所述电流限于大约为所述变压器的所述饱和电流的值。

8.一种用于测量电流的方法，所述方法包括：

使DC电流通过第一变压器的初级侧；

使所述DC电流通过第二变压器的初级侧；

使用第一驱动电压驱动所述第一变压器的次级侧；

使用第二驱动电压驱动所述第二变压器的次级侧，所述第二驱动电压具有与所述第一驱动电压相反的极性；

其中所述第一变压器的所述次级侧中的第一次级电流或所述第二变压器的所述次级侧中的第二次级电流中的一者达到稳定水平；及

在所述稳定水平期间测量所述第一次级电流或所述第二次级电流中的所述一者。

9.根据权利要求8所述的方法，其中驱动所述第一变压器的所述次级侧及驱动所述第二变压器的所述次级侧包括使所述第一变压器或所述第二变压器中的一者饱和。

10.根据权利要求8所述的方法，其进一步包括响应于所述测量而改变所述第一驱动电压及所述第二驱动电压以维持所述稳定水平。

11.根据权利要求10所述的方法，其进一步包括响应于所述第一次级电流或所述第二次级电流中的一者下降到低于预定电平而将所述第一驱动电压及所述第二驱动电压维持在预定电平处。

12.根据权利要求8所述的方法，其进一步包括：

响应于所述第一次级电流或所述第二次级电流中的一者增大而增大所述第一驱动电压的振幅及所述第二驱动电压的振幅以维持所述稳定水平；及

响应于所述第一次级电流或所述第二次级电流中的一者下降而减小所述第一驱动电压的所述振幅及所述第二驱动电压的所述振幅。

13.根据权利要求11所述的方法，其中所述第一驱动电压的所述振幅及所述第二驱动电压的所述振幅与所述第一次级电流或所述第二次级电流中的一者线性成比例。

14.根据权利要求8所述的方法，其中所述第一驱动电压及所述第二驱动电压为AC电压，且所述方法进一步包括：

响应于所述第一次级电流或所述第二次级电流中的一者下降而增大所述第一驱动电压的频率及所述第二驱动电压的频率；及

响应于所述第一次级电流或所述第二次级电流中的一者增大而降低所述第一驱动电压的所述频率及所述第二驱动电压的所述频率以维持所述稳定水平。

15.一种DC电流传感器，其包括：

变压器，其具有初级侧及次级侧，其中所述DC电流可通过所述初级侧；

驱动电压源，其耦合到所述次级侧，其中所述驱动电压源用于使用AC电压驱动所述次级；

电流监视器，其用于在当在所述次级中流动的次级电流处于稳定水平时的周期期间测量所述次级电流。

16.根据权利要求15所述的DC电流传感器，其中所述电流监视器包括取样及保持电路。

17.根据权利要求15所述的DC电流传感器，其中所述第一驱动电压响应于所述次级电流而变化以维持所述稳定水平。

18.根据权利要求15所述的DC电流传感器，其中所述驱动电压的振幅响应于所述次级电流的增大而增大以维持所述稳定水平，且其中所述驱动电压的所述振幅响应于所述次级电流的下降而减小。

19.根据权利要求15所述的DC电流传感器，其中所述驱动电压的频率响应于所述次级电流下降而增大，且其中所述驱动电压的所述频率响应于所述次级电流增大而下降。

20.根据权利要求15所述的DC电流传感器，其中所述驱动电压的循环的一部分驱动所述变压器朝向饱和。

21.一种DC电流传感器，其包括：

第一变压器，其具有初级侧及次级侧，其中所述DC电流可通过所述初级侧；

第二变压器，其具有初级侧及次级侧，其中所述初级侧与所述第一变压器的所述初级侧串联耦合；

第一驱动电压，其耦合到所述第一变压器的所述次级侧，其中所述第一驱动电压用于使用第一AC电压驱动所述第一变压器的所述次级侧；

第二驱动电压，其耦合到所述第二变压器的所述次级侧，其中所述第二驱动电压用于使用第二AC电压驱动所述第二变压器的所述次级侧，其中所述第一AC电压为所述第二AC电压的补充；及

电流监视器，其用于在当在至少所述第一变压器或所述第二变压器的所述次级侧中流动的次级电流处于稳定水平时的周期期间测量所述次级电流。

22.根据权利要求21所述的DC电流传感器，其中所述电流监视器包括取样及保持电路。

23.根据权利要求21所述的DC电流传感器，其中所述第一驱动电压及所述第二驱动电压响应于所述次级电流而变化以维持所述稳定水平。

24.根据权利要求21所述的DC电流传感器，其中所述第一驱动电压及所述第二驱动电压的振幅响应于所述次级电流的增大而增大以维持所述稳定水平，且其中所述第一驱动电压及所述第二驱动电压的所述振幅响应于所述次级电流的下降而减小。

25.根据权利要求21所述的DC电流传感器，其中所述第一驱动电压及所述第二驱动电压的频率响应于所述次级电流下降而增大，且其中所述第一驱动电压及所述第二驱动电压的所述频率响应于所述次级电流增大而下降。

26.根据权利要求21所述的DC电流传感器，其中通过所述第一驱动电压或所述第二驱动电压将所述第一变压器或所述第二变压器驱动到饱和。