CN104767381B - Dc/dc变换电路、双向及多象限dc/dc变换电路 - Google Patents

Dc/dc变换电路、双向及多象限dc/dc变换电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了DC/DC变换电路，包括：DC/DC变换单元、自举驱动单元和控制器；DC/DC变换单元包括第一功率管和第二功率管；自举驱动单元包括驱动芯片、二极管和自举电容，其中，二极管、自举电容和第一功率管构成充电回路，且自举电容为第二功率管提供驱动电荷；控制器在输入电压满足预设条件的情况下，降低第一功率管的开关频率和占空比，并且在第一功率管导通期间向自举电容充入的电荷能够维持第二功率管所需的驱动电荷。本发明公开的DC/DC变换电路结构简单、具有较高的转换效率。本发明还公开了双向DC/DC变换电路、两象限DC/DC变换电路和四象限DC/DC变换电路。

Description

DC/DC变换电路、双向及多象限DC/DC变换电路
技术领域
本发明属于DC/DC变换器技术领域，尤其涉及DC/DC变换电路、双向及多象限DC/DC变换电路。
背景技术
目前的DC/DC变换电路主要有两种，一种是二极管整流型，另一种是MOS管(金属-氧化物-半导体场效应管)整流型，图1示出了一种升压型DC/DC变换电路。在二极管整流型DC/DC变换电路中，由于二极管的导通压降大，因此变换电路的导通损耗较大，转换效率低。目前多采用MOS管整流型DC/DC变换电路。
为了提高变换电路的转换效率，在MOS管整流型DC/DC变换电路运行过程中，当输入电压达到输出电压门限值后，控制转换电路中的第一功率管关断、控制转换电路中的第二功率管一直导通，这种状态称为直通状态。以图1所示升压型DC/DC变换电路为例，输入电压以Vin表示，输出电压以Vo表示，当输入电压Vin上升至输出电压门限值后，控制第一功率管Q1关断、控制第二功率管Q2一直导通。
虽然MOS管整流型DC/DC变换电路在进入直通状态后能够提高转换效率，但是在MOS管整流型DC/DC变换电路中需要为第一功率管和第二功率管分别配置一个辅助电源，才能使得转换电路能够进入直通状态，导致转换电路的结构比较复杂。
如何在简化电路结构的基础上，提高MOS管整流型DC/DC变换电路的转换效率是本领域技术人员亟待解决的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供电路结构简单，并且能够提高转换效率的DC/DC变换电路。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
本发明公开一种DC/DC变换电路，包括：DC/DC变换单元、自举驱动单元和控制器；
所述DC/DC变换单元包括第一功率管和第二功率管，所述DC/DC变换单元用于将输入电压转换至目标输出电压；
所述自举驱动单元包括驱动芯片、二极管和自举电容，所述驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第一端分别与所述二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述第一功率管的源极接地，所述二极管的阳极连接至辅助电源的正极，所述二极管、所述自举电容和所述第一功率管构成充电回路，所述自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
所述控制器在输入电压满足预设条件的情况下，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，其中，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通。
优选的，上述DC/DC变换电路中，在输入电压达到目标输出电压的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第一开关频率和第一占空比运行；
所述第一开关频率fs1大于或等于
所述第一占空比大于或等于
其中，k1为第一系数，Ig为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C为所述自举电容的电容值，V1为所述辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF为所述二极管的导通压降，Vmos为所述第二功率管的导通压降，V2为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg为所述第二功率管的栅极电荷，k2为第二系数，R为所述充电回路的等效电阻值。
优选的，上述DC/DC变换电路中，在输入电压达到目标输出电压的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第一开关频率和第一占空比运行；
其中，所述第一开关频率fs1为所述第一占空比为
优选的，上述DC/DC变换电路中，在所述DC/DC变换单元为升压变换单元的情况下，所述控制器在输入电压上升至输出电压门限值时，降低所述第一功率管的开关频率和占空比；在所述DC/DC变换单元为降压变换单元的情况下，所述控制器在输入电压下降至所述输出电压门限值时，降低所述第一功率管的开关频率和占空比。
另一方面，本发明还公开一种双向DC/DC变换电路，包括第一DC/DC变换单元、第二DC/DC变换单元、第一自举驱动单元、第二自举驱动单元和控制器；
所述第一DC/DC变换单元包括第一功率管和第二功率管，所述第一DC/DC变换单元用于对输入电压进行升压处理；
所述第二DC/DC变换单元包括第三功率管和第四功率管，所述第二DC/DC变换单元用于对输入电压进行降压处理；
所述第一自举驱动单元包括第一驱动芯片、第一二极管和第一自举电容，所述第一驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述第一驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第一驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第一端分别与所述第一二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述第一功率管的源极接地，所述第一二极管的阳极连接至第一辅助电源的正极，所述第一二极管、所述第一自举电容和所述第一功率管构成第一充电回路，所述第一自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
所述第二自举驱动单元包括第二驱动芯片、第二二极管和第二自举电容，所述第二驱动芯片对输入信号进行放大处理，所述第二驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第二驱动芯片的输出端分别与所述第三功率管和所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第一端分别与所述第二二极管的阴极以及所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第二端与所述第三功率管的漏极连接，所述第三功率管的源极接地，所述第二二极管的阳极连接至第二辅助电源的正极，所述第二二极管、所述第二自举电容和所述第三功率管构成第二充电回路，所述第二自举电容为所述第四功率管提供驱动电荷；
所述控制器在输入电压高于第一输出电压门限值的情况下，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述第一自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，所述控制器在输入电压低于第二输出电压门限值的情况下，降低所述第三功率管的开关频率和占空比，并且在所述第三功率管导通期间向所述第二自举电容充入的电荷能够维持所述第四功率管所需的驱动电荷；其中，所述第一输出电压门限值高于所述第二输出电压门限值，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通，所述第三功率管和所述第四功率管互补导通。
优选的，上述双向DC/DC变换电路中，在输入电压高于第一输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第二开关频率和第二占空比运行；
所述第二开关频率fs2大于或等于
所述第二占空比大于或等于
其中，k3为第三系数，Ig1为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C1为所述第一自举电容的电容值，V11为所述第一辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF1为所述第一二极管的导通压降，Vmos1为所述第二功率管的导通压降，V21为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg1为所述第二功率管的栅极电荷，k4为第四系数，R1为所述第一充电回路的等效电阻值；
在输入电压低于第二输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第三功率管以第三开关频率和第三占空比运行；
所述第三开关频率fs3大于或等于
所述第三占空比大于或者等于
其中，k5为第五系数，Ig2为维持所述第四功率管导通的栅极电流，C2为所述第二自举电容的电容值，V12为所述第二辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF2为所述第二二极管的导通压降，Vmos2为所述第四功率管的导通压降，V22为维持所述第四功率管导通的最小允许驱动电压，Qg2为所述第四功率管的栅极电荷，k6为第六系数，R2为所述第二充电回路的等效电阻值。
另一方面，本发明还一种两象限DC/DC变换电路，包括：DC/DC变换单元、自举驱动单元和控制器；
所述DC/DC变换单元包括第一功率管和第二功率管，所述第二功率管的漏极连接至正输入端，所述第二功率管的源极连接至第一功率管的漏极，所述第一功率管的源极连接至负输入端，所述第一功率管和所述第二功率管的公共端为所述变换电路的输出端；
所述自举驱动电路包括驱动芯片、二极管和自举电容，所述驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第一端分别与所述二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述二极管的阳极连接至辅助电源的正极，所述二极管、所述自举电容和所述第一功率管构成充电回路，所述自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
所述控制器在所述两象限DC/DC变换电路工作在第一象限，且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，其中，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通。
优选的，上述两象限DC/DC变换电路中，在所述两象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限，且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第四开关频率和第四占空比运行；
所述第四开关频率fs4大于或等于
所述第四占空比大于或等于
其中，k7为第七系数，Ig3为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C3为所述自举电容的电容值，V13为所述辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF3为所述二极管的导通压降，Vmos3为所述第二功率管的导通压降，V23为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg3为所述第二功率管的栅极电荷，k8为第八系数，R3为所述充电回路的等效电阻值。
另一方面，本发明还公开一种四象限DC/DC变换电路，包括：DC/DC变换单元、第一自举驱动单元、第二自举驱动单元和控制器；
所述DC/DC变换单元包括第一功率管、第二功率管、第三功率管和第四功率管，所述第二功率管的漏极连接至正输入端，所述第二功率管的源极连接至所述第一功率管的漏极，所述第一功率管的源极连接至负输入端，所述第一功率管和所述第二功率管的公共端为所述变换电路的正输出端，所述第四功率管的漏极连接至正输入端，所述第四功率管的源极连接至所述第三功率管的漏极，所述第三功率管的源极连接至负输入端，所述第三功率管和所述第四功率管的公共端为所述变换电路的负输出端；
所述第一自举驱动单元包括第一驱动芯片、第一二极管和第一自举电容，所述第一驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述第一驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第一驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第一端分别与所述第一二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述第一二极管的阳极连接至第一辅助电源的正极，所述第一二极管、所述第一自举电容和所述第一功率管构成第一充电回路，所述第一自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
所述第二自举驱动单元包括第二驱动芯片、第二二极管和第二自举电容，所述第二驱动芯片对输入信号进行放大处理，所述第二驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第二驱动芯片的输出端分别与所述第三功率管和所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第一端分别与所述第二二极管的阴极以及所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第二端与所述第三功率管的漏极连接，所述第二二极管的阳极连接至第二辅助电源的正极，所述第二二极管、所述第二自举电容和所述第三功率管构成第二充电回路，所述第二自举电容为所述第四功率管提供驱动电荷；
所述控制器在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限或第二象限，且输入电压低于第三输出电压门限值的情况下，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述第一自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，其中，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通；所述控制器在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第三象限或第四象限，且输入电压低于第四输出电压门限值的情况下，降低所述第三功率管的开关频率和占空比，并且在所述第三功率管导通期间向所述第二自举电容充入的电荷能够维持所述第四功率管所需的驱动电荷，其中，所述第三功率管和所述第四功率管互补导通。
优选的，上述四象限DC/DC变换电路中，在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限或第二象限，且输入电压低于第三输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第五开关频率和第五占空比运行；
所述第五开关频率fs5大于或等于
所述第五占空比大于或等于
其中，k9为第九系数，Ig4为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C4为所述第一自举电容的电容值，V14为所述第一辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF4为所述第一二极管的导通压降，Vmos4为所述第二功率管的导通压降，V24为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg4为所述第二功率管的栅极电荷，k10为第十系数，R4为所述第一充电回路的等效电阻值；
在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第三象限或第四象限，且输入电压低于所述第三输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第三功率管以第六开关频率和第六占空比运行；
所述第六开关频率fs6大于或等于
所述第六占空比大于或等于
其中，k11为第十一系数，Ig5为维持所述第四功率管导通的栅极电流，C5为所述第二自举电容的电容值，V15为所述第二辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF5为所述第二二极管的导通压降，Vmos5为所述第四功率管的导通压降，V25为维持所述第四功率管导通的最小允许驱动电压，Qg5为所述第四功率管的栅极电荷，k12为第十二系数，R5为所述第二充电回路的等效电阻值。
由此可见，本发明的有益效果为：本发明公开的多种DC/DC变换电路，只需要为DC/DC变换单元中配合运行的两个功率管配置一个自举驱动单元，其中一个功率管串联在自举驱动单元的充电回路中，而另一个功率管所需的驱动电荷由充电回路中的自举电容提供，在输入电压满足预设条件的情况下，控制器在保证充入自举电容的电荷能够提供功率管所需的驱动电荷的前提下，降低串联在充电回路中的功率管的开关频率和占空比，从而增加由自举电容供电的功率管的导通时间，提高变换电路的转换效率，同时也简化了电路结构。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为现有的一种升压型DC/DC变换电路的结构示意图；
图2为本发明公开的一种DC/DC变换电路的结构示意图；
图3为本发明公开的另一种DC/DC变换电路的结构示意图；
图4为本发明公开的一种双向DC/DC变换电路的结构示意图；
图5为本发明公开的另一种双向DC/DC变换电路的结构示意图；
图6为本发明公开的一种两象限DC/DC变换电路的结构示意图；
图7为本发明公开的一种四象限DC/DC变换电路的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明公开一种DC/DC变换电路，该变换电路的结构简单，并且具有较高的转换效率。
参见图2，图2为本发明公开的一种DC/DC变换电路的结构示意图。包括：DC/DC变换单元21、自举驱动单元22和控制器(图中未示出)。
其中：
DC/DC变换单元21用于将输入电压转换至目标输出电压。图2中的DC/DC变换单元21包括第一功率管Q21和第二功率管Q22。这里需要说明的是，在图2中所示的DC/DC变换单元21为升压变换单元，第一功率管Q21的漏极与电感L21的第二端连接、源极与变换电路的负输入端连接，第二功率管Q22的源极与电感L21的第二端连接、漏极作为变换电路的输出端，电感L21的第一端与变换电路的正输入端连接。实施中，DC/DC变换单元21也可以为降压变换单元，如图3所示，第一功率管Q21的漏极与电感L22的第一端连接、源极与变换电路的负输入端连接，第二功率管Q22的漏极与变换电路的正输入端连接、源极与电感L22的第一端连接，电感L22的第二端作为变换电路的输出端。当然，DC/DC变换单元21的结构不限于图2和图3所示。
自举驱动单元22包括驱动芯片221、二极管D21和自举电容C21。
驱动芯片221用于对输入信号进行放大处理，驱动芯片221的输入端与控制器连接，驱动芯片221的输出端分别与第一功率管Q21和第二功率管Q22的栅极连接。驱动芯片221对控制器输出的控制信号进行放大后控制第一功率管Q21和第二功率管Q22的运行。
自举电容C21的第一端分别与二极管D21的阴极以及第二功率管Q22的栅极连接，自举电容C21的第二端与第一功率管Q21的漏极连接，第一功率管Q21的源极接地，二极管D21的阳极连接至辅助电源24的正极，二极管D21、自举电容C21和第一功率管Q21构成充电回路，自举电容C21用于为第二功率管Q22提供驱动电荷。
控制器在输入电压Vin满足预设条件的情况下，降低第一功率管Q21的开关频率和占空比，并且在第一功率管Q21导通期间向自举电容C21充入的电荷能够维持第二功率管Q22所需的驱动电荷，其中，第一功率管Q21和第二功率管Q22互补导通。
下面对图2和图3所示单向同步整流DC/DC变换电路的工作过程进行说明。
控制器输出控制信号，该控制信号经过驱动芯片221放大处理后控制第一功率管Q21和第二功率管Q22的运行，第一功率管Q21和第二功率管Q22为互补导通。在第一功率管Q21导通期间，对自举电容C21进行充电，充电回路为：辅助电源24-二极管D21-自举电容C21-第一功率管Q21-辅助电源24。在第一功率管Q21关断之后，由自举电容C21为第二功率管Q22提供驱动电荷。
控制器在确定输入电压Vin不满足预设条件的情况下，根据输入电压Vin和目标输出电压确定第一功率管Q21的开关频率和占空比(同时也就确定了第二功率管Q22的开关频率和占空比)，以便DC/DC变换单元21能够将输入电压转换至目标输出电压。
随着输入电压Vin的变化，控制器在确定输入电压Vin满足预设条件的情况下，降低第一功率管Q21的开关频率和占空比，并且在第一功率管Q21导通期间向自举电容C21充入的电荷能够维持第二功率管Q22所需的驱动电荷。
这里需要说明的是，在DC/DC变换单元21为升压变换单元的情况下，控制器在输入电压Vin上升至输出电压门限值时，降低第一功率管Q21的开关频率和占空比。在DC/DC变换单元21为降压变换单元的情况下，控制器在输入电压Vin下降至输出电压门限值时，降低第一功率管Q21的开关频率和占空比。
实施中，驱动芯片221可以采用图2和图3中所示结构的芯片。驱动芯片221的逻辑电源电压管脚(VDD)与辅助电源24的正极连接，驱动芯片221的逻辑电路地电位端管脚(VSS)与辅助电源24的负极连接，驱动芯片221的逻辑高端输入管脚(HIN)和逻辑低端输入管脚(LIN)分别与控制器连接，驱动芯片221的高端输出管脚(HO)和低端输出管脚(LO)中的一个管脚与第一功率管Q21的栅极连接、另一个管脚与第二功率管Q22的栅极连接，驱动芯片221的公共端(COM)与第一功率管Q21的源极连接，驱动芯片221的高端浮置电源电压管脚(VB)与自举电容C21的第一端连接，驱动芯片221的高端浮置电源偏置电压管脚(VS)与自举电容C21的第二端连接，自举电容C21的第二端与第一功率管Q21的漏极连接，自举电容C21的第一端与二极管D21的阴极连接，二极管D21的阳极连接至辅助电源24的正极。
这里需要说明的是，在图2和图3中，通过将自举电容C21的第一端连接至驱动芯片221的VB管脚，实现自举电容C21的第一端与第二功率管Q22的栅极的连接。
本发明公开的DC/DC变换电路，仅包含一个自举驱动单元，相应的仅需配置一个辅助电源，简化了电路结构；在第一功率管导通期间，通过自举驱动单元中的充电回路为自举电容充电，在第一功率管关断期间，由自举电容为第二功率管提供驱动电荷，并且在输入电压满足预设条件的情况下，在保证自举电容能够提供第二功率管所需驱动电荷的前提下，通过降低第一功率管的开关频率和占空比，增加第二功率管的导通时间，从而提高变换电路的转换效率。
实施中，在输入电压达到目标输出电压的情况下，控制器控制第一功率管Q21以第一开关频率和第一占空比运行。其中：
第一开关频率fs1大于或等于
第一占空比大于或等于
其中，k1为第一系数、该系数与第二功率管相关，Ig为维持第二功率管导通的栅极电流，C为自举电容的电容值，V1为辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF为二极管的导通压降，Vmos为第二功率管的导通压降，V2为维持第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg为第二功率管的栅极电荷，k2为第二系数、与充电回路相关，R为充电回路的等效电阻值。
作为优选方案，第一开关频率配置为第一占空比配置为在这种情况下，能够最大程度的提高电路的转换效率。
本发明还公开双向DC/DC变换电路。
参见图4，图4为本发明公开的一种双向DC/DC变换电路的结构示意图。包括：第一DC/DC变换单元41、第二DC/DC变换单元42、第一自举驱动单元43、第二自举驱动单元44和控制器(图中未示出)。
其中：
第一DC/DC变换单元41用于对输入电压进行升压处理。在图4中，第一DC/DC变换单元41包括第一功率管Q41和第二功率管Q42，第一功率管Q41的漏极与电感L41的第二端连接、源极与变换电路的负输入端连接，第二功率管Q42的源极与电感L41的第二端连接、漏极作为变换电路的输出端。
第二DC/DC变换单元42用于对输入电压进行降压处理。第二DC/DC变换单元42包括第三功率管Q43和第四功率管Q44，第三功率管Q43的漏极与电感L41的第一端连接、源极与变换电路的负输入端连接，第四功率管Q44的漏极与变换电路的正输入端连接、源极与电感L41的第一端连接。
第一自举驱动单元43包括第一驱动芯片431、第一二极管D41和第一自举电容。
第一驱动芯片431用于对输入信号进行放大处理，第一驱动芯片431的输入端与控制器连接，第一驱动芯片431的输出端分别与第一功率管Q41和第二功率管Q42的栅极连接。第一驱动芯片431对控制器输出的控制信号进行放大后控制第一功率管Q41和第二功率管Q42的运行。
第一自举电容C41的第一端分别与第一二极管D41的阴极以及第二功率管Q42的栅极连接，第一自举电容C41的第二端与第一功率管D41的漏极连接，第一功率管D41的源极接地，第一二极管D41的阳极连接至第一辅助电源45的正极，第一二极管D41、第一自举电容C41和第一功率管Q41构成第一充电回路，第一自举电容C41为第二功率管Q42提供驱动电荷。
第二自举驱动单元44包括第二驱动芯片441、第二二极管D42和第二自举电容C42。
第二驱动芯片441对输入信号进行放大处理，第二驱动芯片441的输入端与控制器连接，第二驱动芯片441的输出端分别与第三功率管Q43和第四功率管Q44的栅极连接。第二驱动芯片441对控制器输出的控制信号进行放大后控制第三功率管Q43和第四功率管Q44的运行。
第二自举电容C42的第一端分别与第二二极管D42的阴极以及第四功率管Q44的栅极连接，第二自举电容C42的第二端与第三功率管Q43的漏极连接，第三功率管Q43的源极接地，第二二极管D42的阳极连接至第二辅助电源46的正极，第二二极管D42、第二自举电容C42和第三功率管Q43构成第二充电回路，第二自举电容C42为第四功率管Q44提供驱动电荷。
控制器在输入电压Vin高于第一输出电压门限值的情况下，降低第一功率管Q41的开关频率和占空比，并且在第一功率管Q41导通期间向第一自举电容C41充入的电荷能够维持第二功率管Q42所需的驱动电荷；控制器在输入电压Vin低于第二输出电压门限值的情况下，降低第三功率管Q43的开关频率和占空比，并且在第三功率管Q43导通期间向第二自举电容C42充入的电荷能够维持第四功率管Q44所需的驱动电荷。其中，第一输出电压门限值高于第二输出电压门限值，第一功率管Q41和第二功率管Q42互补导通，第三功率管Q43和第四功率管Q44互补导通。
图4所示的双向DC/DC变换电路为buck-boost型变换电路，下面对其工作过程进行说明。
控制器输出控制信号，该控制信号经过第一驱动芯片431放大处理后控制第一功率管Q41和第二功率管Q42的运行，同时控制信号经过第二驱动芯片432放大处理后控制第三功率管Q43和第四功率管Q44的运行。其中，第一功率管Q41和第二功率管Q42互补导通，第三功率管Q43和第四功率管Q44互补导通。
在第一功率管Q41导通期间，对第一自举电容C41进行充电，充电回路为：第一辅助电源45-第一二极管D41-第一自举电容C41-第一功率管Q41-第一辅助电源45。在第一功率管Q41关断之后，由第一自举电容C41为第二功率管Q42提供驱动电荷。
在第三功率管Q43导通期间，对第二自举电容C42进行充电，充电回路为：第二辅助电源46-第二二极管D42-第二自举电容C42-第三功率管Q43-第二辅助电源46。在第三功率管Q43关断之后，由第二自举电容C42为第四功率管Q44提供驱动电荷。
控制器在确定输入电压Vin高于第一输出电压门限值的情况下，降低第一功率管Q41的开关频率和占空比，并且在第一功率管Q41导通期间向第一自举电容C41充入的电荷能够维持第二功率管Q42所需的驱动电荷。同时，控制器根据输入电压Vin和目标输出电压确定第三功率管Q43的开关频率和占空比，以便第二DC/DC变换单元42对输入电压进行降压处理。
控制器在输入电压Vin低于第二输出电压门限值的情况下，降低第三功率管Q43的开关频率和占空比，并且在第三功率管Q43导通期间向第二自举电容C42充入的电荷能够维持第四功率管Q44所需的驱动电荷。同时，控制器根据输入电压Vin和目标输出电压确定第一功率管Q41的开关频率和占空比，以便第一DC/DC变换单元41对输入电压进行升压处理。
实施中，第一驱动芯片431和第二驱动芯片441可以采用图4和图5中所示的芯片。
本发明公开的双向DC/DC变换电路，仅包含两个自举驱动单元，相应的仅需配置两个辅助电源，在现有技术中如果要控制变换电路进入直通状态，则需要配置4个辅助电源；两个自举驱动单元中，在第一个功率管导通期间，能够对其所在自举驱动单元中的自举电容进行充电，在该第一个功率管关断期间，由自举电容为与其连接的第二个功率管提供驱动电荷，并且在输入电压满足相应条件的情况下，控制器在保证自举电容能够提供第二个整流管所需驱动电荷的前提下，通过降低第一个功率管的开关频率和占空比，增大相应的第二个整流管的导通时间，从而提高变换电路的转换效率，同时也简化了电路结构。
图5示出了另一种双向同步整流DC/DC变换电路。包括：第一DC/DC变换单元41、第二DC/DC变换单元42、第一自举驱动单元43、第二自举驱动单元44和控制器(图中未示出)。
其中：
第一DC/DC变换单元41用于对输入电压进行升压处理。第一DC/DC变换单元41包括第一功率管Q41和第二功率管Q42，第一功率管Q41的漏极与电感L42的第二端连接、源极与变换电路的负输入端连接，第二功率管Q42的源极与电感L42的第二端连接、漏极为第一DC/DC变换单元41的输出端、与第二DC/DC变换单元42连接。
第二DC/DC变换单元42用于对输入电压进行降压处理。第二DC/DC变换单元42包括第三功率管Q43和第四功率管Q44，第三功率管Q43的漏极与电感L43的第一端连接、源极与变换电路的负输入端连接，第四功率管Q44的漏极与第二功率管Q42的漏极连接，第四功率管Q44的源极与电感L43的第一端连接，电感L43的第二端为所述变换电路的输出端。
图5所示的双向DC/DC变换电路为boost-buck型变换电路。第一DC/DC变换单元41和第一自举驱动单元43的连接关系，第二DC/DC变换单元42与第二自举驱动单元44的连接关系，第一自举驱动单元43、第二自举驱动单元44与控制器的连接关系，以及控制器的控制过程与图4所示变换电路一致，这里不再进行赘述。
在图4和图5所示的双向DC/DC变换电路中，在输入电压Vin高于第一输出电压门限值的情况下，控制器控制第一功率管以第二开关频率和第二占空比运行，在输入电压Vin低于第二输出电压门限值的情况下，控制器控制第三功率管以第三开关频率和第三占空比运行。
其中：
第二开关频率fs2大于或等于
第二占空比大于或者等于
k3为第三系数、该系数与第二功率管相关，Ig1为维持第二功率管导通的栅极电流，C1为第一自举电容的电容值，V11为第一辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF1为第一二极管的导通压降，Vmos1为第二功率管的导通压降，V21为维持第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg1为第二功率管的栅极电荷，k4为第四系数、与第一自举驱动单元中的充电回路相关，R1为第一充电回路的等效电阻值。
第三开关频率fs3大于或等于
第三占空比大于或者等于
k5为第五系数、该系数与第四功率管相关，Ig2为维持第四功率管导通的栅极电流，C2为第二自举电容的电容值，V12为第二辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF2为第二二极管的导通压降，Vmos2为第四功率管的导通压降，V22为维持第四功率管导通的最小允许驱动电压，Qg2为第四功率管的栅极电荷，k6为第六系数、与第二自举驱动单元中的充电回路相关，R2为第二充电回路的等效电阻值。
作为优选方案，第二开关频率配置为第二占空比配置为第三占空比配置为第三开关频率配置为在这种情况下，能够最大程度的提高电路的转换效率。
本发明还公开一种两象限DC/DC变换电路。参见图6，图6为本发明公开的一种两象限DC/DC变换电路的结构示意图。包括：DC/DC变换单元61、自举驱动单元62和控制器(图中未示出)。
其中：
DC/DC变换单元61包括第一功率管Q61和第二功率管Q62，第二功率管Q62的漏极连接至正输入端，第二功率管Q62的源极连接至第一功率管Q61的漏极，第一功率管Q61的源极连接至变换电路的负输入端，第一功率管Q61和第二功率管Q62的公共端为变换电路的输出端。
自举驱动电路62包括驱动芯片621、二极管D61和自举电容C61。
驱动芯片621用于对输入信号进行放大处理，驱动芯片621的输入端与控制器连接，驱动芯片621的输出端分别与第一功率管Q61和第二功率管Q62的栅极连接。驱动芯片621对控制器输出的控制信号进行放大后控制第一功率管Q61和第二功率管Q62的运行。
自举电容C61的第一端分别与二极管D61的阴极以及第二功率管Q62的栅极连接，自举电容C61的第二端与第一功率管Q61的漏极连接，二极管D61的阳极连接至辅助电源63的正极，二极管D61、自举电容C61和第一功率管Q61构成充电回路，自举电容C61为第二功率管Q62提供驱动电荷。
控制器在两象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限，且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，降低第一功率管Q61的开关频率和占空比，并且在第一功率管Q61导通期间向自举电容C61充入的电荷能够维持第二功率管Q62所需的驱动电荷，其中，第一功率管Q61和第二功率管Q62互补导通。
下面对图6所示两象限同步整流DC/DC变换电路的工作过程进行说明。
控制器输出控制信号，该控制信号经过驱动芯片621放大处理后控制第一功率管Q61和第二功率管Q62的运行，并且第一功率管Q61和第二功率管Q62互补导通。
在第一功率管Q61导通期间，对自举电容C61进行充电，充电回路为：辅助电源63-二极管D61-自举电容C61-第一功率管Q61-辅助电源63。在第一功率管Q61关断之后，由自举电容C61为第二功率管Q62提供驱动电荷。
控制器在两象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限，且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，降低第一功率管Q61的开关频率和占空比，并且第一功率管Q61导通期间向自举电容C61充入的电荷能够维持第二功率管Q62所需的驱动电荷，从而增加第二功率管Q62的导通时间，提高变换电路的转换效率。
实施中，驱动芯片621可以采用图6中所示的芯片。
本发明公开的两象限同步整流DC/DC变换电路，仅包含一个自举驱动单元，相应的仅需配置一个辅助电源，简化了电路结构；在第一功率管导通期间，通过自举驱动单元中的充电回路为自举电容充电，在第一功率管关断期间，由自举电容为第二功率管提供驱动电荷，在变换电路工作在第一象限、且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，在保证自举电容能够提供第二功率管所需驱动电荷的前提下，通过降低第一功率管的开关频率和占空比，增加第二功率管的导通时间，从而提高变换电路的转换效率。
实施中，在两象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限，且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，控制器控制第一功率管以第四开关频率和第四占空比运行。其中：
第四开关频率fs4大于或等于
第四占空比大于或等于
其中，k7为第七系数、与第二功率管相关，Ig3为维持第二功率管导通的栅极电流，C3为自举电容的电容值，V13为辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF3为二极管的导通压降，Vmos3为第二功率管的导通压降，V23为维持第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg3为第二功率管的栅极电荷，k8为第八系数、与充电回路相关，R3为充电回路的等效电阻值。
作为优选方案，第四开关频率配置为第四占空比配置为在这种情况下，能够最大程度的提高电路的转换效率。
本发明还公开一种四象限同步整流DC/DC变换电路。参见图7，图7为本法公开的一种四象限同步整流DC/DC变换电路的结构示意图。包括：DC/DC变换单元、第一自举驱动单元71、第二自举驱动单元72和控制器。
其中：
DC/DC变换单元包括第一功率管Q71、第二功率管Q72、第三功率管Q73和第四功率管Q74。第二功率管Q72的漏极连接至正输入端，第二功率管Q72的源极连接至第一功率管Q71的漏极，第一功率管Q71的源极连接至负输入端，第一功率管Q71和第二功率管Q72的公共端为变换电路的正输出端。第四功率管Q74的漏极连接至正输入端，第四功率管Q74的源极连接至第三功率管Q73的漏极，第三功率管Q73的源极连接至负输入端，第三功率管Q73和第四功率管Q74的公共端为变换电路的负输出端。
第一自举驱动电路71包括第一驱动芯片711、第一二极管D71和第一自举电容C71。
第一驱动芯片711用于对输入信号进行放大处理，第一驱动芯片711的输入端与控制器连接，第一驱动芯片711的输出端分别与第一功率管Q71和第二功率管Q72的栅极连接。第一驱动芯片711对控制器输出的控制信号进行放大后控制第一功率管Q71和第二功率管Q72的运行。
第一自举电容C71的第一端分别与第一二极管D71的阴极以及第二功率管Q72的栅极连接，第一自举电容C71的第二端与第一功率管Q71的漏极连接，第一二极管D71的阳极连接至第一辅助电源73的正极，第一二极管D71、第一自举电容C71和第一功率管Q71构成第一充电回路，第一自举电容C71为第二功率管Q72提供驱动电荷。
第二自举驱动单元72包括第二驱动芯片721、第二二极管D72和第二自举电容C72。
第二驱动芯片721对输入信号进行放大处理，第二驱动芯片721的输入端与控制器连接，第二驱动芯片721的输出端分别与第三功率管Q73和第四功率管Q74的栅极连接。第二驱动芯片721对控制器输出的控制信号进行放大后控制第三功率管Q73和第四功率管Q74的运行。
第二自举电容C72的第一端分别与第二二极管D72的阴极以及第四功率管Q74的栅极连接，第二自举电容C72的第二端与第三功率管Q73的漏极连接，第二二极管D72的阳极连接至第二辅助电源74的正极，第二二极管D72、第二自举电容C72和第三功率管Q73构成第二充电回路，第二自举电容C72为第四功率管Q74提供驱动电荷。
四象限DC/DC变换电路中的第四功率管Q74被置于关断状态、第三功率管Q73被置于导通状态时，输出电压为正，该变换电路工作在第一象限或者第二象限，第一功率管Q71和第二功率管Q72构成buck变换器。控制器在四象限DC/DC变换电路工作在第一象限或第二象限，且输入电压低于第三输出电压门限值的情况下，降低第一功率管Q71的开关频率和占空比，并且在第一功率管Q71导通期间向第一自举电容C71充入的电荷能够维持第二功率管Q72所需的驱动电荷。其中，第一功率管Q71和第二功率管Q72互补导通。
四象限DC/DC变换电路中的第二功率管Q72被置于关断状态、第一功率管Q71被置于导通状态时，输出电压为负，该变换电路工作在第三象限或者第四象限，第三功率管Q73和第四功率管Q74构成buck变换器。控制器在四象限DC/DC变换电路工作在第三象限或第四象限，且输入电压低于第四输出电压门限值的情况下，降低第三功率管Q73的开关频率和占空比，并且在第三功率管Q73导通期间向第二自举电容充入的电荷能够维持第四功率管Q74所需的驱动电荷。其中，第三功率管Q73和第四功率管Q74互补导通。
下面对其工作过程进行说明。
控制器输出控制信号，该控制信号经过第一驱动芯片711放大处理后控制第一功率管Q71和第二功率管Q72的运行，同时控制信号经过第二驱动芯片721放大处理后控制第三功率管Q73和第四功率管Q74的运行。
变换电路工作在第一象限或者第二象限时，控制器控制第一功率管Q71和第二功率管Q72互补导通，变换电路输出正电压。在第一功率管Q71导通期间，对第一自举电容C71进行充电，充电回路为：第一辅助电源73-第一二极管D71-第一自举电容C71-第一功率管Q71-第一辅助电源73。在第一功率管Q71关断期间，由第一自举电容C71为第二功率管Q72提供驱动电荷。
当确定输入电压Vin低于第三输出电压门限值的情况下，控制器降低第一功率管Q71的开关频率和占空比，并且在第一功率管Q71导通期间向第一自举电容C71充入的电荷能够维持第二功率管Q72所需的驱动电荷，从而增加第二功率管Q72的导通时间，从而提高变换电路的转换效率。
变换电路工作在第三象限或者第四象限时，控制器控制第三功率管Q73和第四功率管Q74互补导通，变换电路输出负电压。在第三功率管Q73导通期间，对第二自举电容C72进行充电，充电回路为：第二辅助电源74-第二二极管D72-第二自举电容C72-第三功率管Q73-第二辅助电源74。在第三功率管Q73关断期间，由第二自举电容C72为第四功率管Q74提供驱动电荷。
当确定输入电压Vin低于第四输出电压门限值的情况下，控制器降低第三功率管Q73的开关频率和占空比，并且在第三功率管Q73导通期间向第二自举电容C72充入的电荷能够维持第四功率管Q74所需的驱动电荷，从而增加第四功率管Q74的导通时间，从而提高变换电路的转换效率。
实施中，第一驱动芯片711和第二驱动芯片721可以采用图7中所示的芯片。
本发明公开的四象限DC/DC变换电路，仅包含两个自举驱动单元，相应的仅需配置两个辅助电源，在现有技术中如果要控制变换电路进入直通状态，则需要配置4个辅助电源；DC/DC变换单元中配合运行的两个功率管中，第一个功率管串联在自举驱动单元的充电回路中，而第二个功率管所需的驱动电荷由充电回路中的自举电容提供，在输入电压满足相应条件的情况下，控制器在保证充入自举电容的电荷能够提供第二个功率管所需的驱动电荷的前提下，降低串联在充电回路中的第一个功率管的开关频率和占空比，从而增加第二个功率管的导通时间，提高变换电路的转换效率，同时也简化了电路结构。
实施中，在四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限或第二象限，且输入电压低于第三输出电压门限值的情况下，控制器控制第一功率管以第五开关频率和第五占空比运行。其中：
第五开关频率fs5大于或等于
第五占空比大于或等于
其中，k9为第九系数、与第二功率管相关，Ig4为维持第二功率管导通的栅极电流，C4为第一自举电容的电容值，V14为第一辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF4为第一二极管的导通压降，Vmos4为第二功率管的导通压降，V24为维持第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg4为第二功率管的栅极电荷，k10为第十系数、与第一自举驱动单元中的充电回路相关，R4为第一充电回路的等效电阻值。
在四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第三象限或第四象限，且输入电压低于第四输出电压门限值的情况下，控制器控制第三功率管以第六开关频率和第六占空比运行。其中：
第六开关频率fs6大于或等于
第六占空比大于或等于
其中，k11为第十一系数、与第四功率管相关，Ig5为维持第四功率管导通的栅极电流，C5为第二自举电容的电容值，V15为第二辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF5为第二二极管的导通压降，Vmos5为第四功率管的导通压降，V25为维持第四功率管导通的最小允许驱动电压，Qg5为第四功率管的栅极电荷，k12为第十二系数、与第二自举驱动电路中的充电回路相关，R5为第二充电回路的等效电阻值。
作为优选方案，第五开关频率配置为第五占空比配置为第六占空比配置为第六开关频率配置为在这种情况下，能够最大程度的提高转换电路的转换效率。
本发明公开的多种DC/DC变换电路，只需要为DC/DC变换单元中配合运行的两个功率管配置一个自举驱动单元，其中一个功率管串联在自举驱动单元的充电回路中，而另一个功率管所需的驱动电荷由充电回路中的自举电容提供，在输入电压满足预设条件的情况下，控制器在保证充入自举电容的电荷能够提供功率管所需的驱动电荷的前提下，降低串联在充电回路中的功率管的开关频率和占空比，从而增加由自举电容供电的功率管的导通时间，提高变换电路的转换效率，同时也简化了电路结构。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种DC/DC变换电路，其特征在于，包括：DC/DC变换单元、自举驱动单元和控制器；
所述DC/DC变换单元包括第一功率管和第二功率管，所述DC/DC变换单元用于将输入电压转换至目标输出电压；
所述自举驱动单元包括驱动芯片、二极管和自举电容，所述驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第一端分别与所述二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述第一功率管的源极接地，所述二极管的阳极连接至辅助电源的正极，所述二极管、所述自举电容和所述第一功率管构成充电回路，所述自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
在所述DC/DC变换单元为升压变换单元的情况下，所述控制器在输入电压上升至输出电压门限值时，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，在所述DC/DC变换单元为降压变换单元的情况下，所述控制器在输入电压下降至所述输出电压门限值时，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，其中，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通。
2.根据权利要求1所述的DC/DC变换电路，其特征在于，在输入电压达到目标输出电压的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第一开关频率和第一占空比运行；
所述第一开关频率fs1大于或等于
所述第一占空比大于或等于
其中，k1为第一系数，Ig为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C为所述自举电容的电容值，V1为所述辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF为所述二极管的导通压降，Vmos为所述第二功率管的导通压降，V2为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg为所述第二功率管的栅极电荷，k2为第二系数，R为所述充电回路的等效电阻值。
3.根据权利要求2所述的DC/DC变换电路，其特征在于，在输入电压达到目标输出电压的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第一开关频率和第一占空比运行；
其中，所述第一开关频率fs1为所述第一占空比为
4.一种双向DC/DC变换电路，其特征在于，包括第一DC/DC变换单元、第二DC/DC变换单元、第一自举驱动单元、第二自举驱动单元和控制器；
所述第一DC/DC变换单元包括第一功率管和第二功率管，所述第一DC/DC变换单元用于对输入电压进行升压处理；
所述第二DC/DC变换单元包括第三功率管和第四功率管，所述第二DC/DC变换单元用于对输入电压进行降压处理；
所述第一自举驱动单元包括第一驱动芯片、第一二极管和第一自举电容，所述第一驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述第一驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第一驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第一端分别与所述第一二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述第一功率管的源极接地，所述第一二极管的阳极连接至第一辅助电源的正极，所述第一二极管、所述第一自举电容和所述第一功率管构成第一充电回路，所述第一自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
所述第二自举驱动单元包括第二驱动芯片、第二二极管和第二自举电容，所述第二驱动芯片对输入信号进行放大处理，所述第二驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第二驱动芯片的输出端分别与所述第三功率管和所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第一端分别与所述第二二极管的阴极以及所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第二端与所述第三功率管的漏极连接，所述第三功率管的源极接地，所述第二二极管的阳极连接至第二辅助电源的正极，所述第二二极管、所述第二自举电容和所述第三功率管构成第二充电回路，所述第二自举电容为所述第四功率管提供驱动电荷；
所述控制器在输入电压高于第一输出电压门限值的情况下，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述第一自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，所述控制器在输入电压低于第二输出电压门限值的情况下，降低所述第三功率管的开关频率和占空比，并且在所述第三功率管导通期间向所述第二自举电容充入的电荷能够维持所述第四功率管所需的驱动电荷；其中，所述第一输出电压门限值高于所述第二输出电压门限值，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通，所述第三功率管和所述第四功率管互补导通。
5.根据权利要求4所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，
在输入电压高于第一输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第二开关频率和第二占空比运行；
所述第二开关频率fs2大于或等于
所述第二占空比大于或等于
其中，k3为第三系数，Ig1为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C1为所述第一自举电容的电容值，V11为所述第一辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF1为所述第一二极管的导通压降，Vmos1为所述第二功率管的导通压降，V21为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg1为所述第二功率管的栅极电荷，k4为第四系数，R1为所述第一充电回路的等效电阻值；
在输入电压低于第二输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第三功率管以第三开关频率和第三占空比运行；
所述第三开关频率fs3大于或等于
所述第三占空比大于或者等于
其中，k5为第五系数，Ig2为维持所述第四功率管导通的栅极电流，C2为所述第二自举电容的电容值，V12为所述第二辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF2为所述第二二极管的导通压降，Vmos2为所述第四功率管的导通压降，V22为维持所述第四功率管导通的最小允许驱动电压，Qg2为所述第四功率管的栅极电荷，k6为第六系数，R2为所述第二充电回路的等效电阻值。
6.一种两象限DC/DC变换电路，其特征在于，包括：DC/DC变换单元、自举驱动单元和控制器；
所述DC/DC变换单元包括第一功率管和第二功率管，所述第二功率管的漏极连接至正输入端，所述第二功率管的源极连接至第一功率管的漏极，所述第一功率管的源极连接至负输入端，所述第一功率管和所述第二功率管的公共端为所述变换电路的输出端；
所述自举驱动电路包括驱动芯片、二极管和自举电容，所述驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第一端分别与所述二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述二极管的阳极连接至辅助电源的正极，所述二极管、所述自举电容和所述第一功率管构成充电回路，所述自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
所述控制器在所述两象限DC/DC变换电路工作在第一象限，且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，其中，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通。
7.根据权利要求6所述的两象限DC/DC变换电路，其特征在于，在所述两象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限，且输入电压上升至输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第四开关频率和第四占空比运行；
所述第四开关频率fs4大于或等于
所述第四占空比大于或等于
其中，k7为第七系数，Ig3为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C3为所述自举电容的电容值，V13为所述辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF3为所述二极管的导通压降，Vmos3为所述第二功率管的导通压降，V23为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg3为所述第二功率管的栅极电荷，k8为第八系数，R3为所述充电回路的等效电阻值。
8.一种四象限DC/DC变换电路，其特征在于，包括：DC/DC变换单元、第一自举驱动单元、第二自举驱动单元和控制器；
所述DC/DC变换单元包括第一功率管、第二功率管、第三功率管和第四功率管，所述第二功率管的漏极连接至正输入端，所述第二功率管的源极连接至所述第一功率管的漏极，所述第一功率管的源极连接至负输入端，所述第一功率管和所述第二功率管的公共端为所述变换电路的正输出端，所述第四功率管的漏极连接至正输入端，所述第四功率管的源极连接至所述第三功率管的漏极，所述第三功率管的源极连接至负输入端，所述第三功率管和所述第四功率管的公共端为所述变换电路的负输出端；
所述第一自举驱动单元包括第一驱动芯片、第一二极管和第一自举电容，所述第一驱动芯片用于对输入信号进行放大处理，所述第一驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第一驱动芯片的输出端分别与所述第一功率管和所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第一端分别与所述第一二极管的阴极以及所述第二功率管的栅极连接，所述第一自举电容的第二端与所述第一功率管的漏极连接，所述第一二极管的阳极连接至第一辅助电源的正极，所述第一二极管、所述第一自举电容和所述第一功率管构成第一充电回路，所述第一自举电容为所述第二功率管提供驱动电荷；
所述第二自举驱动单元包括第二驱动芯片、第二二极管和第二自举电容，所述第二驱动芯片对输入信号进行放大处理，所述第二驱动芯片的输入端与所述控制器连接，所述第二驱动芯片的输出端分别与所述第三功率管和所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第一端分别与所述第二二极管的阴极以及所述第四功率管的栅极连接，所述第二自举电容的第二端与所述第三功率管的漏极连接，所述第二二极管的阳极连接至第二辅助电源的正极，所述第二二极管、所述第二自举电容和所述第三功率管构成第二充电回路，所述第二自举电容为所述第四功率管提供驱动电荷；
所述控制器在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限或第二象限，且输入电压低于第三输出电压门限值的情况下，降低所述第一功率管的开关频率和占空比，并且在所述第一功率管导通期间向所述第一自举电容充入的电荷能够维持所述第二功率管所需的驱动电荷，其中，所述第一功率管和所述第二功率管互补导通；所述控制器在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第三象限或第四象限，且输入电压低于第四输出电压门限值的情况下，降低所述第三功率管的开关频率和占空比，并且在所述第三功率管导通期间向所述第二自举电容充入的电荷能够维持所述第四功率管所需的驱动电荷，其中，所述第三功率管和所述第四功率管互补导通。
9.根据权利要求8所述的四象限DC/DC变换电路，其特征在于，
在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第一象限或第二象限，且输入电压低于第三输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第一功率管以第五开关频率和第五占空比运行；
所述第五开关频率fs5大于或等于
所述第五占空比大于或等于
其中，k9为第九系数，Ig4为维持所述第二功率管导通的栅极电流，C4为所述第一自举电容的电容值，V14为所述第一辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF4为所述第一二极管的导通压降，Vmos4为所述第二功率管的导通压降，V24为维持所述第二功率管导通的最小允许驱动电压，Qg4为所述第二功率管的栅极电荷，k10为第十系数，R4为所述第一充电回路的等效电阻值；
在所述四象限同步整流DC/DC变换电路工作在第三象限或第四象限，且输入电压低于所述第三输出电压门限值的情况下，所述控制器控制所述第三功率管以第六开关频率和第六占空比运行；
所述第六开关频率fs6大于或等于
所述第六占空比大于或等于
其中，k11为第十一系数，Ig5为维持所述第四功率管导通的栅极电流，C5为所述第二自举电容的电容值，V15为所述第二辅助电源提供的隔离型驱动电压，VF5为所述第二二极管的导通压降，Vmos5为所述第四功率管的导通压降，V25为维持所述第四功率管导通的最小允许驱动电压，Qg5为所述第四功率管的栅极电荷，k12为第十二系数，R5为所述第二充电回路的等效电阻值。
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