CN104737434B - 具有带鉴流电感器的辅谐振电路的变换器 - Google Patents

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Abstract

提供一种谐振功率变换器。所述谐振功率变换器包括DC电源(DC)、正DC导体(1a)、负DC导体(1b)、相导体(e)和在所述DC电源(DC)与所述相导体(e)之间耦合的功率变换单元(2)。所述功率变换单元包括：第一开关(Gp)，其在所述正DC导体(1a)和所述相导体(e)之间耦合，并且第一二极管(Dp)与所述第一开关(Gp)并联连接；第二开关(Gn)，其在所述负DC导体(1b)和所述相导体(e)之间耦合，并且第二二极管(Dn)与所述第二开关(Gn)并联连接。所述谐振功率变换器还包括谐振辅切换电路(AUX)，其在所述DC电源(DC)上的馈电连接和所述相导体(e)之间耦合，所述谐振辅切换电路(AUX)包括：与控制装置(Sp、Sn)串联耦合的至少一个电感器(L3)，用于控制谐振辅切换电路(AUX)；和与控制装置(Sp、Sn)串联耦合的辅二极管(DAp、DAn)。所述电感器(L3)是调整为在正常操作中通过流经该电感器的电流变得饱和以便减少所述电感器(L3)的感应系数的鉴流电感器。

Description

具有带鉴流电感器的辅谐振电路的变换器
技术领域
本发明整体上涉及使用谐振来限制切换所需要的功率的功率变换器。
背景技术
在功率变换器中，由于没有组件具有理想特性所以会出现损耗。损耗将热引入功率电路，其除了消耗能量外，还将热应变引入所有组件中，减少它们的寿命。
增加功率变换器的操作频率是令人期望的，因为这样产生的输出随后可以被更加精确地控制。增加切换频率导致更低的切换纹波和更小的组件值，其反过来导致发明的更加紧凑、轻便和成本效益好的实施。另外，较低的切换纹波允许潜在地降低EMI，其与无干扰切换的目的匹配。另外，具有高的切换频率允许通过功率变换器产生更高的频率电流，扩大了适合变换器的应用的范围。
但是，增加频率也增加了切换损耗，因为大部分的损耗以切换周期为基础呈现。当电流流经晶体管或当晶体管上存在电势差时迫使晶体管变换(commutation)需要必须供给到晶体管的栅极的能量。这样，减少通过晶体管的电流或通过其的电压减少开关的总的功率输入并且因此减少输入系统的总功率。
减少通过特定开关的损耗的一种方式是在通过电容器的放电、通过电感元件产生电流的电路中增加谐振组件。应用该技术的电路被称为谐振变换器，并且使用谐振来促进变换的方法被称为软切换。一般有两种类型的软切换：低电压切换和低电流切换。低电压切换包含在变换前最小化电压差或电势差，其中低电流切换包含在切换前最小化通过开关的电流。
US 5047913(De Doncker等)提供了一种软切换解决方案。De Doncker建议在谐振辅电路中使用受控制的开关来克服在功率变换器中的有源设备切换损耗的问题。在功率变换器中的损耗的减少使以更高切换频率操作成为可能。De Doncker描述了由于组件电阻、设备传导损耗和不充足的强制电势造成的相对导轨电压不足而使谐振输出电压可能下降。结果，在要打开的逆变器极的下一个切换设备可能在谐振电压的峰值切换，并且因此由于在非零电压打开而必须吸收一些切换损耗，包括从并联电容器上去除的能量。
所有的开关负载都导致电磁干扰(EMI)，并且在高电压应用中(例如有源滤波器)的EMI特别大。规范要求电子产品释放的EMI不超过特定值，并且因而产生较少的EMI是其自身的重要目标。在变换器或逆变器直接连接电网的应用中，EMI噪声可能导致的问题通常通过应用电磁兼容(EMC)滤波器来解决。EMC滤波器必须与变换器串联设置，从而处理全电流容量。通过最小化EMI，可以从变换器设计中去除EMC滤波器，这减少了电路的规模和成本。
谐振变换器包括每相位的两个主切换设备。切换设备具有其中并联的二极管。谐振变换器还包括辅谐振变换电路，该电路包括与电感器和电容器串联耦合的辅切换设备。当二极管从非导通状态切换到导通状态时，或从导通状态切换到非导通状态时，由于在二极管内存储的电荷载流子会有固有的恢复时间，所以直到在该节点的电荷耗尽二极管才获得其阻断能力，因此，在该恢复时间内，二极管可以在相反方向导通。
反向恢复时间通常在10–1000ns的范围内，在该时间内，反向恢复电流在相反方向流过二极管。
当反向恢复电流与电路的电抗元件一起产生谐波时，反向恢复电流携带增加的EMI噪声，当以高频切换大电流时这种效果可能非常显著。为了减少系统内的损耗量并且增加切换速度，具有谐振变换器将是有益的，在其中减少了二极管的反向恢复电流相关的问题。
发明内容
提供了一种谐振功率变换器。该谐振功率变换器包括DC电源、正DC导体、负DC导体、相导体和耦合在所述DC电源和所述相导体之间的功率变换单元，所述功率变换单元包括：耦合在所述正DC导体和所述相导体之间的第一开关，并且第一二极管与所述第一开关并联连接，耦合在所述负DC导体和所述相导体之间的第二开关，并且第二二极管与所述第二开关并联连接。
所述谐振功率变换器还包括耦合在所述DC电源上的馈电连接部和所述相导体之间的谐振辅切换电路。所述谐振辅切换电路包括：与控制装置串联耦合的至少一个电感器，用于控制所述谐振辅切换电路，并且所述辅二极管与所述控制装置串联耦合，其特征在于，所述电感器是鉴流电感器，其适于：在正常操作中通过电流流经该电感器变得饱和，以便减少电感器的感应系数。
由于流经辅二极管和鉴流电感器的反向恢复电流小于饱和电流，所以电感器工作在其线性区域，抑制电流的变化并且因而减少流过辅开关的反向恢复电流，然而在正常操作时，当辅切换电流流过电感器并且在正向流过辅二极管时，其迅速地变得饱和，使得电感器作为纯电阻组件。通过在高频时引入高感应系数和迅速饱和，可以有效地抑制具有高频的反向恢复电流的变化，而不在正常操作时引入额外的感应系数。电路因而被实质上保护而不对变换器的性能产生任何负面影响。
根据谐振功率变换器的一个实施方式，鉴流电感器的感应系数适于在正常操作中饱和时被减少到小于50％。
根据一个实施方式，鉴流电感器的感应系数适于在正常操作中饱和时被减少到小于20％。
根据一个实施方式，鉴流电感器与第二电感器串联，所述第二电感器适于当第一鉴流电感器大体上饱和时在正常操作中具有大体上恒定的感应系数。
根据一个实施方式，所述鉴流电感器适于：当反向恢复电流流经所述 辅二极管和鉴流电感器时在其大体上的线性区域内操作，以及当在正常操作时大于反向恢复电流的电流在所述正向流动时以减少到小于在所述线性区域内的感应系数的50％的感应系数操作。
根据一个实施方式，鉴流电感器是包括适于在一定量的电流流经电感器后变得磁饱和的磁材料的电感器。所述磁材料可以是电感器的铁芯。
根据一个实施方式，所述非线性电感器适于通过大体上大于反向恢复电流且在正向流动的电流变得饱和，以便所述电感器作为具有小于第一感应系数的20％的感应系数的电感元件起作用。
根据一个实施方式，所述非线性电感器是鉴流电感器，包括适于在一定量的电流流经所述鉴流电感器后变得磁饱和的磁材料。实施所述鉴流电感器为包括适于变得磁饱和的磁材料的鉴流电感器是设计用于本发明目的的电路的便宜的、简单的和稳健的方式。磁材料是例如电感器的铁芯。
根据一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在0.5-50μH的范围内的感应系数的电感器；根据另一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在0.5-20μH的范围内的感应系数的电感器；根据另一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在1-10μH的范围内的感应系数的电感器；根据另一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在3-7μH的范围内的感应系数的电感器；根据另一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在4-6μH的范围内的感应系数的电感器。
根据一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在0.5-50A的范围内的饱和电流的电感器；根据另一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在1-20A的范围内的饱和电流的电感器；根据另一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在1-10A的范围内的饱和电流的电感器；根据另一个实施方式，所述鉴流电感器是具有在3-7A的范围内的饱和电流的电感器，从而使得电路适合中电压功率电子器件应用。
根据一个实施方式，第一和第二电感器是集成电感组件的一部分，所述集成电感组件包括第一电感器和第二电感器，第一电感器包括第一铁芯和环绕所述第一铁芯的至少一个导线绕组，而第二电感器包括第二铁芯和 环绕所述第二铁芯的多个导线绕组。所述第一铁芯的质量小于所述第二铁芯，以便所述第一铁芯比所述第二铁芯在电流流经所述绕组时更快地磁饱和。所述集成电感组件是紧凑的和有目的的设计。
根据一个实施方式，第一铁芯的质量小于第二铁芯的质量的10％。
根据一个实施方式，第一和第二铁芯是环或圆环形状，并且所述第一铁芯至少部分地定位在所述第二铁芯的内侧。
根据一个实施方式，第二电感器的饱和电流超过第一电感器的饱和电流的10倍。
谐振功率变换器可以例如应用在有源滤波器或电压变换器中。
请注意任何实施方式或实施方式的任何部分可以以任何方式组合。
附图的简要说明
现在参考附图以例子的形式介绍本发明，其中：
图1示出用于当输出电流从具有+V电压切换到具有–V电压时的谐振切换的电路，
图2示出用于当输出电流从具有+V电压切换到具有–V电压时的谐振切换的电路，
图3示出用于当输出电流从具有-V电压切换到具有+V电压时的谐振切换的电路，
图4示出当在图1中描述的切换电路被用于将输出电流从具有电压+V切换到具有电压-V时，输出电流、谐振电流、阶跃沿检测器信号和参考探针的产生图，
图5a、5b示出当输出电流从具有电压+V切换到具有电压-V时用于谐振切换的包括鉴流电感器的电路，
图6示出当在图3中描述的包括非线性电感器的切换电路被用于将输出电流从具有电压+V切换到具有电压-V时，输出电流、谐振电流、阶跃沿检测器信号和参考探针的产生图，
图7a示出具有中央设置的鉴流部分的电感器的实施方式，
图7b示出根据在图7a中示出的实施方式的电感器的阻抗的图形。
具体实施方式
现在将参考附图通过例子的方式介绍实施鉴流电感器的谐振切换的基本原理。应当理解，附图仅用于说明的目的而不以任何方式限制范围。
在下面的附图中，功率变换器被说明用于有源滤波器。但是，该实施方式仅被视为功率变换器的一种使用的例子。通过权利要求限定的本发明的概念可以被用于谐振功率变换器是有益的所有应用中。
在有源滤波器内的功率变换器产生补偿电流，其补偿在产生谐波的功率系统内的负载。通过减少在电气系统内的谐波，减少了产生的电抗效应，并且从而减少了整体的能量消耗。有源滤波器的细节的进一步描述可以例如从Persson的US7289888中找到。通过能量供应单元4、能量消耗负载5和用于将能量从能量供应单元4传输到能量消耗负载5的主导体3在下面的图形中示出了电气系统。能量供应单元4可以例如是电网或降低从主电网供应的电压的变压器。能量消耗负载5可以例如是电机。有源滤波器还包括电感器L1，其通过根据I＝-LdU/dt正比于电流变化速度演变电感器两端的电压来抵抗通过其的电流的变化来将通过开关Gp、Gn产生的脉冲转换为连续信号。对于被配置为用于100A电流的有源滤波器，电感器通常是范围在200-250uH的电感器。
图1示出用于谐振功率变换的电路。谐振变换器包括每相两个主切换设备Gp、Gn。切换设备具有与其并联的二极管Dp、Dn。谐振变换器还包括辅谐振变换电路AUX，其包括辅切换设备Sp、Sn，所述辅切换设备Sp、Sn与电感器L2串联耦合，并且耦合到在DC电源(DC)上的馈电连接部。根据本实施方式，DC电源是两个电容器C。在优选的实施方式中，由于高切换频率，IGBT被用于主切换设备Gp、Gn和辅切换设备Sp、Sn，但是本发明调整为用于许多类型的切换设备，例如(但不限于)BJT、MOSFET、MCT、GTO或者IGCT。图1描述当没有电流正通过L1时谐 振开关的操作。为了迫使电压从+V到–V，需要通过谐振电路供应其它电流。作为在切换周期的第一步，开关Gp被关闭以便电流停止从正导线+V流动。在相导体e的电压现在是正电压+V，并且没有电流流过。开关Sp被打开来闭合谐振电路使得电容器C通过开关Sp和二极管DAp放电，并且因而改变电感器L2两端的电势差，产生供应给相导体e的电流。因而谐振电路供应大体上等于在+V和–V之间的电压差的一半的激励电势。这促使在相导体e中的电势朝向–V下降，在该时刻电流开始流过负二极管Dn。在此时，负开关Gn两侧的电势差被降低，使得Gn可以被切换而其两侧没有任何电压。
图2示出第二可替换方式，其中目标是当电流正流过L1时从+V切换到–V。正开关Gp被关闭，但是，因为L1保持磁场，所以它将继续驱动来自二极管Dn的通过其的电流I2使得在主导线的电压从+V降低到–V，从而减少开关Gn两侧的电压差，以便以非常小的损耗可以切换开关Gn。
图3示出第三切换操作，其中当电流正流经电感器L1时执行从-V和+V的切换。作为第一步，负开关Gn被关闭，使得通过电感器L1驱动的电流I3继续流过负二极管Dn(标记为二极管电流Id)。Sp被打开，通过L2的方式闭合辅电路AUX放电电容C并驱动辅电流I4，使得主导线上的电压上升并且因而降低通过Gp上的电压差。当Gp上的电压接近零时，Gp被打开并且电流IGp开始流经GP且Sp被关闭。
在参考图1说明的切换操作中，当在辅开关中的二极管DAp(在其它切换操作中的Dan与其类似)从导通状态向非导通状态切换时，由于在二极管DAp中存储的电荷载流子，其具有固有的恢复时间。在该恢复时间，二极管DAp可以在反向导通，因为直到节点的电荷被耗尽二极管才获得其阻断能力。因为通过消耗在电感器L2的磁场内存储的能量，电感器L2继续驱动电流，这使电流通过二极管DAp在反向流动。该时间被称为反向恢复时间，并且通常在10-1000ns的范围。
图4示出标记为14的通过辅开关供应的电流的电压的图形，以及辅电流如何在切换前将在相导体(在图1中为e)中的电压12向下驱动到0电势。在区域a可以看到由于电感器L2通过消耗在电感器L2的磁场内存 储的能量继续驱动电流，谐振电流通过二极管DAp在反向流动，当电压被向下驱动到低于-V时，在二极管DAp内的反向恢复效果。11是阶跃检测器信号以及13是与电路没有连接的参考探针并且因此作为收集由EMI导致的信号的天线起作用。如从参考探针13可以看到的，切换产生参考探针检测到的大量EMI。
谐振反向恢复电流带来增加的EMI噪声并且当非常快速地切换大电流时该效果可以非常显著。为了减少系统内的损耗量并且增加切换速度，采用其中减少了二极管的反向恢复电流问题的谐振变换器是有益的。
图5a示出与图1中示出的电路类似的切换电路，差异在于引入了具有通过其中流过的辅电流而变得饱和的非线性特性的其他鉴流电感器L3。电感器是以磁场方式存储能量的电气元件。具有线性特征的电感器在其与流过该电感器的电流的量成比例的磁场内存储能量，并且使用该能量来抵抗产生磁场的电流的变化。非线性电感器或鉴流电感器是具有非线性特征的电感器，意味着磁场的建立随着流经电感器的电流变化。
鉴流电感器L3基于磁场材料的饱和，例如电感器L3的铁芯(图5b中的56)的饱和。通过从流经线圈绕组(图5b的59)的电流建立的电感器的磁场磁化铁芯。磁场排列铁芯的微磁畴使得它们的磁场改变且与外部场平行对齐。流经电感器的电流越多磁场建立得越强并且磁畴更加对齐。随着越来越多的磁畴对齐，可利用的可以随电流的增加而对齐的磁畴的量减少，并且因此鉴流电感器的在磁场内存储能量的能力减少。当所有的磁畴对准时发生完全的磁场饱使得在流经电感器的电流的进一步增加不会导致磁畴的进一步对齐。
铁芯56的饱和使得产生的电感成为应用的电流的函数。由于感应的目的是保护辅电路AUX免受反向恢复电流的影响，因此基于辅电路AUX的频率选择电感器L3的组件值是重要的。在图5a示出的实施方式中，电感器L3具有3uH的感应系数和3A的饱和电流，其意味着对于低于3A的电流，电感器L3具有3uH的感应系数并且对于所应用的在3A以上的电流，电感器L3具有0uH的感应系数。当辅切换设备Sp关闭并且促使电流从电容C流过辅开关时，电感器L3快速地变得饱和，其意味着它现在作 为纯电阻元件起作用。当辅电路已经驱动电流使得在相导体中的电压降低到-V时，开关Gn被关闭并且电流从负导体1b流到相导体e。当辅开关AUX的二极管DAp依然含有电荷载流子时，反向恢复电流开始在相反方向流动。当反向恢复电流低于饱和电流(在本例子中是3A)时反向恢复电流促使在电感器L3的磁场的建立，并且电感器L3因而在其线性区域操作以抑制电流的变化并且因此减少流过辅开关的反向恢复电流。结果是产生的谐振电流(在图4和6中示出为14)会更小，并且在电感器L3有效时的区域中的反向恢复电流的将会更小，这是因为产生的感应系数将是L2+L3。当产生的反向恢复电流将更小时，需要从二极管激励的总的反向恢复电荷将更小。另外，从DC电源向相导体供应的电流的振幅将更小，产生来自开关的更加稳定的补偿电流。
图6示出当鉴流电感器(L3)有效时，与参考图1描述的且在图4的图形中示出的相同切换周期的图形。在区域a中能够看到的是电压14’中的谐振反向恢复电流被减小了的效果。另外，在区域b中可以看到在输出电流12’的电压的振荡被减小了并且因而开关提供了更加稳定的和更加精确的减少EMI的输出。在参考探针13’也可以看到EMI的减少，这是因为通过参考探针收集的纹波比在图4中示出的例子中低很多。
图7a示出在谐振功率变换器中使用的电感器20的实施方式。电感器20包括第一电感器，其包括外部铁芯23、以及调整为作为在正常操作时具有大体恒定的感应系数的电感元件(在图1-3和5a中描述为L2)的电感器的多个绕组22。相对大的外部铁芯在正常操作时不变为磁饱和，并且因而外部电感器在正常操作时(大体上)在其线性区域内操作。电感器20还包括具有内部铁芯21和环绕中央设置的铁芯21的导体22的单匝22’的内部电感器。由于反向恢复电流通常低于3A，所以内部电感器(在图5a中描述为L3)调整为用作具有通常在3-7uH的范围内的第一感应系数的鉴流电感器。鉴流内部电感器还调整为通过通常在正向上流过二极管Dap、Dan的、大体上大于反向恢复电流(通常10A以上)的电流变得饱和，以便电感器具有在正常操作时显著地低于当反向恢复电流通过鉴流电感器时的感应系数(优选地小于50％、更优选地小于20％、更优选地小于10％)。 第二电感元件通常具有在1-10A优选的3-7A的范围内的饱和电流。
图7b示出根据在图7a示出的实施方式的电感器20的阻抗图。1匝曲线示出当来自DC电源的电流在正向直通电流流过电感器(正常操作)时，鉴流电感器的阻抗如何大体上是零，这是因为电感器大体上饱和并且因此仅作为电阻元件操作。因为电路内的反向恢复电流低于鉴流电感器的饱和电流，电感器以第一阻抗在其线性区域操作，当谐振反向恢复电流流过电感器20时，(在2MHz)阻抗有50Ω大。鉴流电感器因而在其线性区域操作以抑制电流变化并且因而减少通过辅开关流过的反向恢复电流。
请注意，本文公开的实施方式不限制本发明的范围，在所附的权利要求的范围内可以以任何方式调整电路。

Claims (14)

1.一种谐振功率变换器，包括：
DC电源(DC)，
正DC导体(1a)，
负DC导体(1b)，
相导体(e)，以及
功率变换单元(2)，其耦合在所述DC电源(DC)和所述相导体(e)之间，所述功率变换单元包括：
第一开关(Gp)，其耦合在所述正DC导体(1a)和所述相导体(e)之间，并且第一二极管(Dp)与所述第一开关(Gp)并联连接，
第二开关(Gn)，其耦合在所述负DC导体(1b)和所述相导体(e)之间，并且第二二极管(Dn)与所述第二开关(Gn)并联连接，以及
谐振辅切换电路(AUX)，其耦合在所述DC电源(DC)上的馈电连接部和所述相导体(e)之间，所述谐振辅切换电路(AUX)包括：
第一电感器(L3)和第二电感器(L2)，其与控制装置(Sp、Sn)串联耦合，用于控制所述谐振辅切换电路(AUX)，并且辅二极管(DAp、DAn)与所述控制装置(Sp、Sn)串联耦合，其特征在于，所述第一电感器(L3)是鉴流电感器，所述鉴流电感器适于：
a.当反向恢复电流流经所述辅二极管和所述第一电感器(L3)时，在其大体上的线性区域内操作，以及
b.在正常操作中通过流经该第一电感器的电流变得饱和，使得当电流在正向流动时，所述第一电感器(L3)以减少到小于在线性区域内的感应系数的50％的感应系数操作，并且其中所述第二电感器(L2)适于在当所述第一电感器(L3)大体上饱和时在正常操作中具有大体上恒定的感应系数。
2.根据权利要求1所述的谐振功率变换器，其中所述第一电感器的感应系数适于在正常操作中饱和时被减少到小于20％。
3.根据权利要求1-2中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述第一电感器(L3)是包括磁材料(56)的电感器(L3)，所述磁材料(56)适于在一定量的电流流经所述第一电感器(L3)后变得磁饱和。
4.根据权利要求3所述的谐振功率变换器，其中所述磁材料是所述第一电感器(L3)的铁芯(56)。
5.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述第一电感器具有在其1-10μH的范围内的线性区域的感应系数。
6.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述第一电感器具有在其3-7μH的范围内的线性区域的感应系数。
7.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述第一电感器是具有在1-10A的范围内的饱和电流的电感器。
8.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述第一电感器是具有在3-7A的范围内的饱和电流的电感器。
9.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述第一电感器(L3)和第二电感器(L2)是集成电感组件(20)的部分，所述集成电感组件(20)包括：
所述第一电感器(L3)，其包括第一铁芯(21)和环绕所述第一铁芯的至少一个导线绕组(22’)，以及
所述第二电感器(L2)，其包括第二铁芯(23)和环绕所述第二铁芯的多个导线绕组(22)，其中所述第一铁芯的质量小于所述第二铁芯，使得在电流流经绕组时所述第一铁芯比所述第二铁芯更快地磁饱和。
10.根据权利要求9所述的谐振功率变换器，其中所述第一铁芯的质量小于所述第二铁芯的质量的10％。
11.根据权利要求9所述的谐振功率变换器，其中所述第一铁芯和第二铁芯是环形状，并且其中所述第一铁芯被至少部分地定位在所述第二铁芯的内侧。
12.根据权利要求9所述的谐振功率变换器，其中所述第一铁芯和第二铁芯是圆环形状，并且其中所述第一铁芯被至少部分地定位在所述第二铁芯的内侧。
13.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的谐振功率变换器，其中所述第二电感器(L2)的饱和电流超过所述第一电感器(L3)的饱和电流的10倍。
14.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的谐振功率变换器，用于在有源滤波器内使用。
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