CN104734485A - 一种Boost全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法 - Google Patents

一种Boost全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法 Download PDF

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Abstract

一种Boost全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法，其特征在于，在Boost全桥电路启动前先启动其DSP控制系统；当DSP控制系统检测到Boost全桥电路的输入电容和输出电容的电压均为零时，DSP控制系统首先输出PWM信号，使得Boost全桥电路就绪，然后发出输入接触器的控制信号，闭合输入接触器，使输入电容与Boost电感、输出电容发生谐振，Boost全桥电路的一次电路进入LCC谐振过程；当输出电容在变压器一次侧的等效电压与光伏组件开路电压相等时，谐振充电过程结束，此时输出电容的电压为N×Uop，其中N为变压器变比，Uop为光伏组件的开路电压，实现对Boost电感电流过流的抑制。

Description

一种Boost全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法
技术领域
本发明涉及大功率DC/DC变换器中一种Boost全桥电路的控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的快速发展，基于电力电子器件的柔性直流输电网与交直流混合电网研究也不断深入，大功率DC/DC变换器成为重要的研制任务。大功率DC/DC变换器可以实现不同等级的直流电网的互联互通，实现电能在不同电压等级之间的变换，解决直流升降压问题。大功率DC/DC变换器成为柔性直流输电网和交直流混合电网的关键设备之一，大功率DC/DC变换器在未来以可再生能源比重日益增加的电网中具有广阔的应用前景。
目前常见的DC/DC变换器隔离类拓扑结构有反激、正激、谐振等拓扑类型，非隔离拓扑有Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk等类型，此外还有基于这些基本拓扑类型，采用模块化组合的混合拓扑。但是基于这些拓扑类型的设备中，当在输入、输出配置了电容时，普遍存在启动过程中的过流问题，尤其对于大功率DC/DC变换器启动过流问题更加明显。
基于此，在如何实现对大功率DC/DC变换器启动过程中的过流问题进行抑制，成为一个亟需解决的问题。
在基于Boost全桥拓扑的DC/DC电路中，有两种基本的控制模式：Buck控制模式和Boost控制模式。在启动时由于输入电容的钳位作用，Buck控制模式无法实现输出能量，必须采用Boost控制模式。当启动时采用Boost控制模式时，在Boost控制模式的两个阶段，输出电容在变压器一次侧的等效电压都为零，会出现启动瞬间电感电流瞬间过流的问题。
在输入为光伏组件的大功率DC/DC变换器系统中，尽管光伏组件存在短路电流与最大功率点电流相近的特点，不容造成过流现象，但是在实际应用中，由于光伏组件输出端为了实现稳压和储能，在光伏组件输出端并接大容量的输入电容，存储了大量的电荷，在系统的启动瞬间，仍然会造成瞬时冲击电流过流，导致输入电感、变压器饱和。当DC/DC变换器多模块输入端并联连接时，光伏组件容量根据系统总体功率设计，当各个模块分别启动时，光伏组件的最大输出电流仍然可能超过单个模块的设计额定电流，从而不能抑制启动冲击电流，造成电感和变压器的饱和。
传统的启动方式采用外加启动绕组的方式实现对输出电容的充电过程。这种方式增加了额外的电路，使得电路更加复杂，外加启动绕组与输入电感耦合，增加了输入电感的设计难度，降低了系统的可靠性。
专利201410454185.3提出了一种利用钳位电路实现冲击电流抑制的策略，但是这种方法必须与钳位电路结合，控制算法也较复杂。
对于并网型特殊应用，也有采取输出并网侧增加一个软启动电阻回路的方法，但是该方法需要增加额外的电路，且软启瞬间电阻功率较大，对于高压应用接触器难以选型。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中需要额外增加启动电路或需要结合钳位电路采用复杂控制方法的缺点，本发明提出一种Boost全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法。本发明对于启动过程中产生的冲击过流有明显的抑制作用。本发明不需要增加额外的启动绕组，同时不依赖于钳位电路，参考输入量少，检测精度要求低，简单易行。本发明可应用于大容量DC/DC变换器，特别是不含钳位电路的Boost全桥电路。
本发明控制方法所基于的Boost全桥电路包含一次电路和DSP控制系统。所述的Boost全桥电路的一次电路的基本结构为：光伏组件与输入接触器直接相连，输入电容并联接入输入接触器的输出端，随后Boost电感串联接入输入接触器输出端的正极部分，钳位电路与全桥电路并联连接，钳位电路的正极与Boost电感的输出端相连，钳位电路的负极与输入电容的负极相连；全桥电路的交流输出端连接到变压器的一次测，变压器的二次侧与整流电路的输入端相连；输出电容并入整流电路的输出端，整流电路的输出端直接连接负载或电网。在本发明中，钳位电路对于抑制启动冲击电流并非必要电路，可选择使用。Boost全桥电路还包含一个DSP控制系统，该DSP控制系统通过传感器采集Boost全桥电路一次电路的电压电流信号。该控制系统主要包含一个电压比较单元、一个DSP处理单元和一个PWM产生单元。
所述的输入接触器用于闭合主电路与光伏组件的连接；
所述的输入电容用于储能和稳压；
所述的Boost电感用于储能并升高电压；
所述的钳位电路用于钳位输入端电压上升幅度，可根据实际情况选用；
所述的全桥电路由IGBT组成；
所述的变压器为高频升压变压器，变比为N；
所述的整流电路为二极管整流桥电路；
所述的输出电容输出稳压滤波电容；
所述的电压比较单元对采集的电压信号进行整理后与零电压进行比较；
所述的PWM产生单元为Boost控制模式的PWM信号产生单元。
本发明Boost全桥电路冲击电流谐振抑制方法为：在Boost全桥电路的一次电路启动前先启动DSP控制系统，在DSP控制系统检测到Boost全桥电路的输入电容和输出电容的电压均为零时，DSP控制系统首先输出PWM信号，使得Boost全桥电路就位，然后发出输入接触器的控制信号，闭合输入接触器，使得输入电容与BOOST电感、输出电容发生谐振，Boost全桥电路的一次电路进入LCC谐振充电过程；当输出电容在变压器一次侧的等效电压与光伏组件开路电压相等时，谐振充电过程结束，此时输出电容电压为N×Uop，其中N为变压器变比，Uop为光伏组件的开路电压。
附图说明
以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
图1为本发明Boost全桥隔离电路实施例的一次电路结构框图；
图2为本发明Boost全桥隔离电路数字信号处理器输入输出信号流图；
图3为本发明Boost全桥隔离电路启动过程等效电路结构图；
图4为本发明Boost全桥隔离电路PWM占空比示意图；
图中：10输入接触器，11输入电容，12Boost电感，13钳位电路，14全桥电路，IGBT组成的全桥电路；15变压器，16整流电路，二极管整流桥电路；17输出电容，20电压比较单元，21PWM产生单元，22DSP处理单元，30光伏组件，34输出等效电容。
具体实施方式
如图1所示，本发明所基于的一个Boost全桥隔离电路一次电路的实施例包括输入接触器10，输入电容11，Boost电感12，钳位电路13，全桥电路14，变压器15，整流电路16，以及输出电容17。一次电路器件具体动作的控制信号由DSP控制系统给出。
所述的光伏组件30与输入接触器10直接相连，输入电容11并联连接入输入接触器10的输出端，随后Boost电感串联接入输入接触器10输出端电路的正极部分，钳位电路13与全桥电路14并联连接后，钳位电路13的正极与Boost电感输出相连，钳位电路13的负极与输入电容的负极相连；全桥电路14的交流输出端连接到变压器15的一次测，变压器15的二次侧与整流电路16的输入端相连，输出电容17并联接入整流电路16的输出端，整流电路16的输出端直接连接负载或电网。在本发明中，钳位电路对于抑制启动冲击电流并非必要电路，可选择使用。
Boost全桥电路还包含一个DSP控制系统，该DSP控制系统与一次电路分开布置，DSP控制系统通过传感器采集Boost全桥电路一次电路的电压电流信号。该DSP控制系统主要包含一个电压比较单元20、一个DSP处理单元22和一个PWM产生单元21。
如图2所示，DSP控制系统包括电压比较单元20、PWM产生单元21和DSP处理单元22。所述的电压比较单元20的输入为光伏组件开路电压Uop、输入电容两端电压Ucc和输出电容两端电压Uco。电压比较单元20比较判断光伏组件开路电压Uop、输入电容两端电压Ucc和输出电容两端电压Uco的信号，输出判断结果至DSP处理单元22；DSP处理单元22判断Boost全桥电路是否具备谐振启动的条件，如符合谐振启动条件，则控制PWM产生单元21输出Boost全桥电路的四个PWM控制信号：Upwm1、Upwm2、Upwm3和Upwm4，控制全桥电路14的四个IGBT开关管S1、S4、S2、S3的开闭。DSP处理单元22输出PWM控制信号后，随即给出输入接触器10的控制信号Scontactor，使输入接触器10闭合，Boost全桥电路的一次电路开始LCC谐振充电过程。
其中两个PWM控制信号Upwm1和Upwm2为一组占空比和控制时序相同的PWM信号，其占空比大于50％，另外两个PWM控制信号Upwm3、Upwm4也是一组占空比和控制时序相同的PWM信号，其占空比大于50％，四个PWM控制信号Upwm1、Upwm2与Upwm3、Upwm4之间控制时序移相180°，其具体相位关系如图4所示。图4中T为PWM信号的周期，D为PWM信号的占空比，DT为一个周期T中某个IGBT的开通时间。VGE为IGBT的开关门信号。如图4所示，PWM1、PWM2信号完全一致，Upwm3、Upwm4完全一致。Upwm1、Upwm2、Upwm3、Upwm4分别是图1中全桥电路14的IGBT S1、S4、S2、S3的门极控制信号。
图3所示为Boost全桥电路的一次电路开始LCC充电过程后的简化等效电路图。其中光伏组件30是Boost全桥电路的能量来源，其输出特性符合典型光伏I-V曲线要求，10为输入接触器，11为输入电容，12为Boost电感，13为输出电容在变压器一次侧的等效电容，记为输出等效电容。当输入接触器闭合后，光伏组件30将向输入电容11充电，由于光伏组件30不是一个恒压源，其输出符合光伏I-V曲线，输入接触器10闭合瞬间，输入电容11的电压将从零开始上升，光伏组件30以组件短路电流向输入电容11充电，此时由于Boost电感12对电流的抑制作用，对输出等效电容34的充电过程将滞后于对输入电容11的充电过程，但输入电容11的充放电过程与Boost电感12、输出等效电容34形成一个谐振过程，此时Bosot电感中的启动冲击电流最大为光伏组件30短路电流的2倍。从而避免了输入电容11从满能量状态向输出等效电容34充电导致的启动冲击过流问题。当输出等效电容34电压等于光伏组件30开路电压时，启动过程结束。
该启动方法不增加额外电路，避免了器件参数选型的问题，同时控制方法简单易行，启动冲击电流能抑制到开路电压2倍范围内。

Claims (3)

1.一种Boost全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法，其特征在于：所述的Boost全桥电路启动冲击电流抑制方法为：在Boost全桥电路启动前先启动其DSP控制系统；当DSP控制系统检测到Boost全桥电路的输入电容和输出电容的电压均为零时，DSP控制系统首先输出PWM信号，使得Boost全桥电路就位；然后DSP控制系统发出输入接触器的控制信号，闭合输入接触器，使输入电容与BOOST电感、输出电容发生谐振，Boost全桥电路的一次电路进入LCC谐振过程；当输出电容在变压器一次侧的等效电压与光伏组件开路电压相等时，谐振充电过程结束，此时输出电容的电压为N×Uop，其中N为变压器变比，Uop为光伏组件的开路电压，实现对Boost电感电流过流的抑制。
2.根据权利要求1所述的BoostT全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法，其特征在于：所述的DSP控制系统的电压比较单元(20)的输入为光伏组件开路电压Uop、输入电容两端电压Ucc和输出电容两端电压Uco；DSP控制系统的电压比较单元(20)比较光伏组件开路电压Uop、输入电容两端电压Ucc和输出电容两端电压Uco的信号，输出判断结果至DSP控制系统的DSP处理单元(22)；DSP处理单元(22)判断Boost全桥电路是否具备谐振启动的条件，如符合谐振启动条件，则控制PWM产生单元(21)输出Boost全桥电路的四个PWM控制信号：Upwm1、Upwm2、Upwm3和Upwm4，控制全桥电路(14)的四个IGBT开关管S1、S4、S2、S3的开闭；DSP处理单元(22)输出PWM控制信号后，随即发出给输入接触器(10)的控制信号Scontactor，使输入接触器(10)闭合，Boost全桥电路开始LCC谐振充电过程。
3.根据权利要求2所述的Boost全桥电路启动冲击电流谐振抑制方法，其特征在于：所述的四个PWM控制信号中：Upwm1和Upwm2为一组占空比和控制时序均相同的PWM信号，其占空比大于50％，另外两个PWM控制信号Upwm3、Upwm4也是一组占空比和控制时序相同的PWM信号，其占空比大于50％；四个PWM控制信号Upwm1、Upwm2与Upwm3、Upwm4之间控制时序移相180°。
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