CN104704387A - 用于环境探测的换能器的脉冲后振荡的抑制 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于环境传感技术、尤其用于声学信号拾取的装置，其包括用于发射和接收信号的换能器(1)、信号处理单元(2)，其中，所述信号处理单元(2)设置用于根据通过所述换能器(1)发射的第一信号结合所反射的、通过所述换能器(1)接收的第一信号确定所述换能器(1)与环境对象的间距，其特征在于，借助所述信号处理单元(2)所述换能器(1)设置成以与其振荡衰减信号相比不同的信号形式被激励进行发射并且借助所述阻塞滤波器(4)使通过所述换能器(1)接收的信号至少部分地摆脱所述振荡衰减信号。优选时变地形成所述换能器(1)的激励信号的滤波和/或频率变化曲线。

Description

用于环境探测的换能器的脉冲后振荡的抑制
技术领域
本发明涉及一种用于环境传感技术的具有换能器的装置，所述换能器用于发射和接收探测信号。本发明尤其涉及以下装置：在该装置中，在发射过程之后借助于合适的、尤其自适应滤波器来更快速地产生可用的探测信号以抑制换能器的脉冲后振荡(Nachschwingen)或者振荡衰减(Ausschwingen)。尤其在汽车制造中使用换能器用于距离测量或者环境监视，所述换能器在第一方法步骤中以发射器的功能发射信号并且接着以接收器的功能接收所发射的信号的反射并将其转换为电信号。为此，由于良好的可控性、兼容性和小的成本，通常使用声学换能器，所述声学换能器尤其在超声范围内工作。由在所述发射和所反射的信号的接收之间的脉冲传播时间推断出到换能器的对象间距。
为了一般性地描述第i个测量周期的时间变化曲线，以下使用标记Ti和术语“周期时间”。根据公式：
Ti＝t-tSi-TPi
由绝对时间t以及信号发射开始的相应时刻tSi、第i个测量周期的信号持续时间TPi的差计算出周期时间Ti。
图1示出超声换能器在一个测量周期期间的振荡幅度的典型变化曲线。在换能器的主动(电)激励的表示为“发射”(S1)的时间期间，换能器以施加给它的频率开始振荡。因为现今的换能器为较高阶的谐振系统，所以发射时间分为“瞬态振荡时间”(S1a)和“恒定发射时间”(S1b)。
在主动激励结束之后是通过激励存储在换能器中的振荡能量的振荡衰减(S2)。只有当换能器的振荡能量充分地耗散时，才能够借助换能器探测到达换能器的回波。该时刻确定接收(S3)的开始。发射时间加上振荡衰减在以下传感器中限制对象的近距离测量能力：所述传感器要通过传播时间求取来感测反射对象的回波。
只要振荡衰减信号在完成的发射过程之后还持续，换言之，只要在发射之后残余并且衰减的膜片振动还未完全停顿，则接收信号r(T)为振荡衰减rA(T)和由对象反射的发射信号的回波rE(T)的叠加。
振荡衰减rA(T)在相同控制和相同边缘条件(尤其气候、样本特性)的情况下进行。通常，借助于振荡衰减的信号强度的变化曲线RA(T)以及振荡衰减的频率变化曲线fA(T)以及振荡衰减的相位变化曲线根据公式
描述这样的周期性信号的形态。在现今批量生产的系统中，在此仅仅分析处理信号强度。
背景技术
WO 2011009786 A1描述了一种多载波脉冲调制，其中，频率组由多个通过不同的换能器发射的频率编码。
WO 2010063510 A1总地描述了借助在换能器的通带频率之外的激励的宽带调制方法和用于修正换能器的频率响应的方法。
EP 2 251 710 A2描述了一种脉冲持续时间调制，其中，借助于短的发射脉冲持续时间实现高的位置分辨率和好的近距离测量能力。
因此，值得期望的是，能够在声学发射信号的构造中进一步抑制换能器的振荡衰减，以便还能够探测到对象的在空间上邻近传感器的反射点。
发明内容
根据本发明，所述任务通过具有根据权利要求1的特征的装置来解决。相应地，用于传感技术的装置具有用于发射和接收信号的换能器。所述换能器可以例如构型为电声换能器。优选地，该换能器可以在超声范围内工作。此外，所述装置具有信号处理单元，该信号处理单元设置用于给换能器提供适合于发射的信号。此外，该信号处理单元可以设置用于获得由换能器接收的(例如声学的)信号并且由在发射过程和相应的反射信号的到达之间的传播时间确定换能器与环境对象的间距。根据本发明，所述信号处理单元设置用于以发射信号形式加载换能器，所述发射信号形式与其振荡衰减信号相比具有不同的信号形式。所述发射信号形式尤其可以具有与相当于振荡衰减信号的基本模式、即换能器的机械谐振频率不同的基本频率。此外根据本发明，信号处理单元可以设置用于通过阻塞滤波器使通过换能器接收的信号至少部分地(anteilig)摆脱振荡衰减信号。换言之，减小在换能器信号中来源于振荡衰减过程的那些能量份额，从而能够更好地分析来自由所反射的并且由换能器接收的信号的能量份额。
从属权利要求示出本发明的优选的扩展方案。
优选地，信号处理单元可以设置用于使阻塞滤波器追踪振荡衰减信号的特性。振荡衰减信号例如特征在于其幅度变化曲线和/或频率变化曲线。合乎自然地，在振荡衰减信号中发生幅度的减小，而附加地，振荡衰减信号的频率在时间上的改变也是可能的。在本发明的范围中，滤波器的“追踪”理解为，随时间与待滤波的信号相应地匹配滤波器的特性，从而相互相应的信号段经受类似的滤波器特征。
进一步优选地，所述信号处理单元可以设置用于使阻塞滤波器的阻塞频率在时间上追踪换能器的振荡衰减信号的频率、尤其基本频率。这提供这样的优点，例如在时间上将具有振荡衰减信号的最高能量份额的基本振荡以最大的阻尼从总的振荡衰减信号中移除。
特别优选地，信号处理单元可以设置用于通过以下方式实施时变滤波：使阻塞滤波器的阻尼程度追踪振荡衰减信号的强度相对于所接收的信号的强度的比例。换言之，使阻尼程度追踪两个信号的电压的幅度的水平差异。以此方式，在探测过程期间在早的时刻可以剧烈地阻尼振荡衰减信号的还高的水平并且在一定的持续时间之后仅仅还少许地阻尼已经衰减的振荡衰减信号，而在这里可以提高滤波器的精度和反应速度。
进一步优选地，信号处理单元可以以另外的、可用于滤波的元件扩展。通过所述元件，信号处理单元可以设置用于例如借助于之前描述的阻塞滤波器以及附加地借助于连接在所述阻塞滤波器之后的第二滤波器并且例如借助于模拟混频级实施时变滤波。在此，信号处理单元可以设置用于使第二滤波器的滤波器频率特性追踪阻塞滤波器的滤波器频率特性。如果阻塞滤波器为模拟滤波器且第二滤波器为数字滤波器，则两个滤波器原理的优点可以相互统一。在此，通过模拟混频级可以将所接收的信号借助于本地振荡器变频到另外的频率范围中，在所述另外的频率范围内，滤波器可以更廉价地和/或更精确地将接收信号与振荡衰减信号分离。
进一步优选地，阻塞滤波器可以实施为时间离散地工作的滤波器。尤其在阻塞滤波器实施为时间离散地工作的数字滤波器的情况下，提供以下灵活的可能性：在没有附加的硬件耗费的情况下实现所述滤波器。例如本来包含在传感器外围设备中的处理器可以是作为软件实施的数字滤波器。
进一步优选地，信号处理单元可以设置用于借助于滤波器的采样频率的变化和/或滤波器的系数的变化在时间上改变时间离散地工作的滤波器的滤波特性。以此方式产生以下简单的可能性：考虑衰减信号在时间上变化的特性通过滤波器特性的匹配，而不实施昂贵的动态的滤波器功能或者(在模拟滤波器的情况下)不需要用于匹配滤波器的开关过程。
进一步优选地，阻塞滤波器可以在接收路径中包括分立的电部件。在本发明的范围中，分立的电部件应理解为如例如电容器、线圈、晶体管和欧姆电阻这样的构件，借助于所述构件可以产生本领域技术人员已知的滤波器结构。阻塞滤波器尤其由这样的部件的网络组成并且尤其具有开关或者晶体管。在此，阻塞滤波器可以设置用于尤其抑制在换能器的谐振频率的狭窄范围内的频率，其中，滤波器的时间变化(Zeitvariation)例如由在滤波器路径的接收路径之内的部件的电连接的分离或者建立而产生。换言之，由此可以有针对性地抑制待滤除的频率份额，其方式是，例如借助于晶体管作为开关将滤波器网络支路包括在滤波器网络中或者无效地连接在滤波器网络中，所述滤波器网络支路与相应的频率相协调。以此方式提供这样的可能性，借助于小的耗费使滤波器特性的匹配与在时间上变化的振荡衰减信号或者所接收的反射信号匹配。
进一步优选地，信号处理单元可以设置用于使接收信号经受模拟阻塞滤波和接着的时间离散的滤波。例如可以借助于以上所解释的可开关的部件进行阻塞滤波与待滤波的信号的粗略匹配并且接着实施时间离散的滤波，其相对于唯一的时间离散的滤波可以具有减小的阻尼程度。
进一步优选地，信号处理单元可以设置用于在与振荡衰减信号的频率不同的频率上发射发射信号。换言之，由电侧施加给传感器的发射信号可以在邻近传感器的本征频率的范围内具有显著的能量份额或者几乎仅仅具有能量份额。因为在关断换能器的电激励之后基本上实施自由振荡，所述自由振荡位于其机械谐振的范围内，所以以此方式可以建立主动地发射的发射信号与由于所关断的激励而出现的振荡衰减信号的可区分性。以此方式，在振荡衰减信号和所接收的反射信号之间的分离显著完成时已经可以实现简化的、较低品质的滤波。
进一步优选地，可以使发射信号的频率变化曲线追踪振荡衰减信号的频率变化曲线。换言之，尤其可以在振荡衰减信号和激励信号之间实现固定的频率偏差，由此，滤波器边沿斜度在时间上保持恒定并且仅仅必须使阻塞频率追踪振荡衰减信号。以此方式产生在时间上均匀的阻塞特性和由于根据本发明的滤波而引起的在接收信号的能量成分中在时间上保持不变地小的损耗量。
附图说明
以下参照附图详细描述本发明的实施例。在附图中示出：
图1示出换能器在一个测量周期过程中的振动幅度的原理图；
图2示出包括实际对象的回波在内的接收信号的时间变化曲线；
图3示出在进行振荡衰减的换能器的谐振频率和用于激励信号或者发射信号的合适的范围之间的关联的原理性的频率图；
图4示出直观地说明在根据现有技术以及根据本发明的振荡衰减信号和相应的所属的回波之间信号强度的关系的图；
图5示出直观地说明在根据本发明的一个实施例中的信号处理的路径的方框图；
图6示出直观地说明一般的被动的阻塞滤波器的原理的电路图；
图7示出根据本发明的所发射的信号形式的可能的频率变化曲线图以及所使用的换能器的振荡衰减的对应的频率变化曲线；
图8示出用于运行根据本发明的一个实施例的换能器的电路图；
图9示出根据用于对所接收的信号进行时变的阻塞滤波的一个实施例的电路图。
具体实施方式
图1直观地示出换能器的幅度，如该换能器可能在根据本发明的装置中所使用的这样。在所示出的图中在时间上基本上可以辨识三种不同的运行状态。在环境识别的开始，在发射过程S1中，给换能器供给振荡能量。在此，发射过程S1可以分为瞬态振荡过程S1a和接在其之后的、具有基本上恒定的振动幅度S1b的阶段。如果换能器在振荡状态中以基本上恒定的幅度S1b发射对于环境识别足够的能量，则关断换能器的电激励，响应于此，进行具有减小的振荡幅度的振荡衰减过程S2。换能器的振荡在该范围内还太大，以致于不能够在换能器的电侧上探测所反射的或者到达换能器上的信号。仅仅随着接在振荡衰减过程S2之后的接收状态S3，换能器的振荡衰减信号才衰减到如此程度，使得能够在电侧上分离和分析处理到达换能器上的反射信号。由图1中可以看出，振荡衰减时间S2必须保持短，以便能够可靠地识别提早的、来自附近的反射对象的回波。
图2示出以下时间变化曲线的声谱图，其中在以mm为单位直观地示出对象间距的尺度上示出换能器信号。在相当于0至70mm的间距的信号范围内，就所示出的幅度尺度而言所述信号处于过调中，而从70mm至大约83mm的距离起紧接着的是换能器的振荡幅度的可识别的减小。在相应于83mm至大约150mm的对象距离的信号范围内，可识别在换能器的区域中附近的实际对象上的反射信号。来自实际对象的在83mm和150mm之间的换能器信号相对于换能器的振荡衰减信号可以好地识别，并且因此可以通过信号处理技术好地相对于彼此分解和分析处理。
在经常出现的形式中，尤其当换能器具有明显的谐振时，振荡衰减的特征在于固定的时不变振荡衰减频率fA(T)＝const.T。
如果例如换能器具有谐振频率fA(T)＝fRW＝48kHz，则为了发射经脉冲形调制的信号形式，可以以与谐振频率fRW不同的、例如fS≈46.5kHz、fS≈49.5kHz或者fS≈51kHz的振荡频率激励换能器。如果位于接收路径中的阻塞滤波器根据本发明具有这样的频率响应，所述频率响应阻尼在换能器的谐振频率fRW下的信号比阻尼在发射信号频率fS下发射的测量信号得更加强烈，则可以减小振荡衰减对近距离测量能力的干扰性影响。
尤其借助数字实现的现代滤波器能实现如在图3中所示出的频率响应。借助这样的滤波器能抑制所选择的如例如fRW这样的频率。在理想情况下，所实现的抑制无穷大。也明显的是，在实践中至少通过阻塞滤波器抑制在使用在那里所示出的阻塞滤波器的情况下具有在fS≈51kHz下的信号频率的信号。但是，相对于与在阻塞频率fRW的情况下的理想无穷大的抑制，也可忽略不计地少地抑制具有fS≈46.5kHz和/或fS≈49.5kHz的信号频率的信号。在实践中，相对的抑制、即相对于有用信号的阻尼以大约为10的因子的抑制是切合实际的。
图4示出回波信号G1的电压幅度相对于根据现有技术的未滤波的振荡衰减信号G2与相对于换能器的借助于根据本发明的阻塞滤波器处理的振荡衰减信号G3相比较的图。也在相应的以cm为单位的对象间距D上描绘在图4中所示出的曲线图。在可近似地确定为回波信号G1的曲线图与振荡衰减信号G2或者G3的曲线图的交点的近距离测量极限在无阻塞滤波的情况下位于8cm标记附近，而经阻塞滤波器滤波的信号G3已经明显地在6cm以下与回波信号G1相交。在该例子中，近距离测量极限通过阻塞滤波改善了大于2cm。
图5示出方框图，在该方框图中，换能器1与信号处理单元2连接。信号处理单元2包括滤波器单元3，在该滤波器单元中模拟阻塞滤波器4又获得换能器1的输入信号并且向连接在其之后的时间离散的数字滤波器5转送。时间离散的滤波器5在其侧将经滤波的信号向混频级6转送，该混频级使用来自本地振荡器7的信号用于经滤波的信号的频率变换。分析处理单元8辨识经相互分解或者处理的信号用于辨识信号传播时间并且设置用于向系统的外围设备转送相应于分析处理结果的信息。它们可以包括汽车车载电网，如例如总线系统(CAN-Bus或者其他的信息线路)。
图6示出被动的阻塞滤波器的原理电路图，所述阻塞滤波器将输入信号Ue转化为输出信号Ua。为此，与输入Ue并联连接地设置欧姆电阻R1、欧姆电阻R2、电感L以及由电容C1，C2，...Cn组成的并联电路。电容C2至Cn通过相应的开关与地连接。在两个欧姆电阻R1和R2之间设置用于输出电压Ua的分接头(Abgriff)。附加地，接地的陶瓷二极管(CeraDiode)D和与之并联连接的压敏电阻V位于该分接头上。在图5中示出的数字滤波器的缺点可能是其受限的输入动态性。其分辨率对于已知的应用来说应位于16-18Bit之间。为了降低这一要求，根据本发明可以使用在图6中示出的被动的阻塞滤波器。所述阻塞滤波器的特征在于其输出电压Ua与其输入电压Ue的比例。该工作原理对于本领域技术人员而言已知。该频率响应通过电阻、线圈和电容器确定。可选地，可以通过电容器C2...Cn与C1的并联连接改变该阻塞滤波器的频率响应。以下进一步描述用于滤波器频率追踪的方法。
可选地，在输入电压非常高的情况下，被动地限制信号Ua的过调，其方式是，设置合适的进行限制的构件，如例如压敏电阻V或/和抑制二极管D。由于这些非线性的构件而出现的另外的频谱份额尤其在窄带的声学测量信号中大多可忽略。在另一(未示出的)构型中，被动滤波器既不包括电感L也不包括电容C，尤其当其作为预滤波器用于后续的数字滤波器时。
在之前描述的简单的理想情况下，振荡衰减的特征在于固定的振荡频率。在实践中，振荡衰减由于多个连接到换能器上的能振荡的元件而具有振荡衰减频率的时变变化曲线fA(T)。
因为振荡衰减通常与相应的之前发射的信号形式相关，所以在所发射的信号形式的构造和抑制振荡衰减的影响的阻塞滤波器中需要关于换能器的特征和其接线的知识。这例如可以通过分析振荡衰减的形态如例如通过分析振荡衰减的信号强度的变化曲线RA(T)以及振荡衰减的频率的变化曲线fA(T)来获得。
用于滤波器频率追踪的方法包括振荡衰减频率的或者其变化曲线fA(T)的确定。尤其在以振荡衰减开始时的过调为特征的信号中，在WO2011009786A1中描述的装置和方法适合用于分析处理周期持续序列。接着，如此再调节阻塞滤波器的滤波器频率，使得RA(d(T))与RE(d)的比例产生小的近距离测量极限。
在图6示出的被动的阻塞滤波器中，这例如可以通过电容器C2至Cn的接通或者关断来实现。换言之，分离或者建立相关电容器(例如与接地)的电连接并且因此使电容器有效或者无效地连接。
在数字滤波器中，在采样频率恒定的情况下可以通过滤波器系数的变化来调节所期望的阻塞频率。特别要强调的一种替代的用于改变阻塞频率的方法是改变采样频率。这在具有固定的滤波器系数的数字滤波器中特别适合。例如当采样频率FS与滤波器频率fFilt——即在这种情况下由换能器的振荡衰减谐振fRW预给定的阻塞频率fFilt＝fRW——的比例相当于一个自然数时，能特别高效地实现滤波器。
根据本发明，换能器的振荡衰减谐振的频率fRW由于外部影响、如气候在±2％的范围内波动。为了在面临外部影响的情况下始终保持阻塞滤波器的阻塞作用最优，采样频率应与fRW的波动相应地成比例地发生变化，即同样在±2％的范围内。这样的小的波动在低噪声信号的情况下显著地改善阻塞滤波器的抑制作用；然而，反之，如根据在图3中的频率响应可以看出，由于在通带范围内的平坦的边沿，大多忽略对在通带范围内的穿透性的消极影响。
例如在振荡衰减期间可以容易地改变采样频率，以便对于具有时变谐振fRW＝fA(T)≠constT的振荡衰减实现阻塞滤波器的在图3中所示出的频率响应，如其例如在随后的图7中所示出的那样。
因为在声学的环境检测中借助于所发射的声学测量信号形式重复地类似地控制电声换能器，所以可以利用该重复用于分别确定振荡衰减的当前变化曲线，以便如此改变阻塞滤波器和/或在随后的测量周期中发射的信号形式，使得在接收信号中，根据所发射的信号形式相对于回波的信号份额抑制振荡衰减的信号份额。
另一种用于减小振荡衰减对近距离测量能力的消极影响的措施使用可变阻抗，换能器以所述可变阻抗接线。以此方式，换能器在发射声学发射信号期间可以以第一阻抗形成第一谐振频率的振荡回路并且在振荡衰减期间或者在在附近区域中的回波范围期间以第二或者第三阻抗接线，与所述第二或者第三阻抗结合地，所述换能器形成第二或者第三谐振频率的谐振电路。
然而，此外在实践中可能发生，振荡衰减的频率响应是时变的，如在图7中所示出的那样。
在图7中，在时刻-TP至T＝0之间发射可变频率fs(T)的发射信号。在此，可看出其频率从较高的频率水平经过增加的斜度的边沿下降到较低的水平上。从时刻T＝0起，换能器的具有时间上可变的频率fA(T)的振荡衰减信号显著地低于发射信号的第二频率水平地开始，所述振荡衰减信号的频率随时间在T＝0和TA之间具有类似于发射信号的特征，即在中间的区域内具有剧烈地下降的边沿并且大约达到时间TA时具有水平的变化曲线。如果选择激励信号频率的在图7中所示出的时间变化曲线，则在偏移一时间偏差TP的情况下，两个信号的频率变化曲线的不同仅仅还在于至少几乎恒定的频率差异。
替代地，根据过去的测量周期(例如根据换能器的模型)的振荡衰减信号的形式、尤其根据过去的测量周期(例如根据换能器的模型)的振荡衰减频率在时间上的变化曲线可以确定后续发射的信号形式。这例如如此进行使得发射高的声学能量以便能够实现高的作用距离，或者例如如此进行使得实现高的位置分辨率，或者如此进行使得发射频率始终不同于振荡衰减频率。因此，优选可以实施时变滤波，即阻塞滤波器应仅仅在振荡衰减期间是激活的。在实践中，这位于T<2ms的时间范围内。尤其在出现多普勒偏移的情况下是有意义的。如果所发射的声学脉冲的频率例如稍微小于阻塞滤波器的频率并且所发射的脉冲被与传感器接近的对象反射，则所反射的回波的频率由于多普勒效应可以相对于所发射的信号提高并因此位于阻塞滤波器的阻塞频率的范围内。以此方式，所反射的有用信号因此会非所期望地由阻塞滤波器抑制。在时变滤波中，阻塞滤波器应仅仅如振荡衰减信号大于预期的至关重要的回波信号的时间一样长时间地激活。
根据本发明，例如通过以下方式实现时变滤波：除了阻塞滤波器之外还设置至少一个其他的传输单元，其具有其他的阻塞作用或者说具有其他的滤波器作用。附加地，可以设置相加位置(“加法器”)，为了进一步处理，作为在测量周期之内的接收信号，所述相加位置起初传递阻塞滤波器的信号并且随后传递其他传输单元的信号。
图8示出阻塞滤波器的一种替代的实施方式，如其已经结合图6介绍的那样。相对于图6通过以下方式改变布置在欧姆电阻R2和接地之间的滤波器网络：在图6示出的电容器C1至Cn或者连接到所述电容器上的接地开关和接地之间连接连续可变的电阻RS。作为替代方案，除可变电阻RS外，在电容器C1至Cn或者开关Sn和接地之间设置开关Sm。
以下首先讨论该替代方案，其具有开关Sm，然而不具有可变电阻RS。如果开关闭合，则滤波器网络运转。例如在振荡衰减和接收相对于振荡衰减过程弱的信号的期间可以使用这一状态用于相对于振荡衰减过程突出所接收的信号。如果断开开关，则滤波器网络停用。例如在发射发射信号时或者接收反射时可以使用这样的状态，所述反射相对于振荡衰减过程本来具有相对高的水平。
以下讨论具有可变电阻RS然而不具有开关Sm的替代方案。基本上，该替代方案实现在状态之间的无级匹配，如所述状态通过以上所描述的具有开关Sm的替代方案的那样。所示出的滤波器网络的频率仅仅很少地受或者完全不受可变电阻RS影响，而滤波器网络的阻尼或者其品质和与此同时阻尼程度受影响。以此方式，可以对在振荡衰减信号的水平和回波信号的水平之间可变的差异作出反应。换言之，在时间上可以使滤波器网络的阻尼程度反映(nachfühlen)振荡衰减信号的衰减，由此也可以减小在回波信号中的损耗。在图8中所示出的布置的所有开关也能同样如可变电阻那样特别容易地由场效应晶体管实现，所述场效应晶体管的漏源段(Drain-Source-Strecke)作为小信号被控制。
图9示出一种对于在图6和图8中所示出的滤波器网络替代的构型。在图9中，电容器C1至Cn分别通过可变的欧姆电阻RS1至RSn与地连接。由此，相对于在图8中所示出的布置提供这样的优点：可以相互无关地调节所使用的电容器的影响，从而借助少量的电容器可以几乎连续地调节多个不同的电容器值。由此，改善滤波器网络的可调节性，由此可以借助在接收周期或者测量周期的范围中的时间变化曲线减小滤波的影响。
本发明的核心构思在于，与非常有意义的并且在现有技术中广为传播的、以其谐振频率来激励换能器相反地，使用与换能器的谐振频率不同的频率来激励换能器。因为在关断激励信号之后换能器基本上(必要时在另外的电构件发挥影响的情况下)自由振荡衰减，所以在以激励频率为导向地被反射并且由换能器接收的信号可以借助于滤波器技术相对于换能器的振荡衰减信号突出。
本发明的另外的核心构思在于，时变地实施换能器信号的滤波，以便能够呈现频率可变的振荡衰减信号和频率可变的接收信号的更好的分离并且与此同时可分解性。
即使根据与附图结合地解释的实施例详细描述了根据本发明的方面和有利的实施方式，但对于本领域技术人员来说，所示出的实施例的特征的修改和组合是可能的，而不离开本发明的范围，其保护范围由所附的权利要求限定。

Claims (11)

1.一种用于环境传感技术、尤其用于声学信号拾取的装置，其包括
用于发射和接收信号的换能器(1)、具有阻塞滤波器(4)的信号处理单元(2)，其中，所述信号处理单元(2)设置用于根据通过所述换能器(1)发射的第一信号结合所反射的、通过所述换能器(1)接收的第一信号确定所述换能器(1)与环境对象的间距，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于以与其振荡衰减信号相比不同的信号形式激励所述换能器(1)进行发射并且通过所述阻塞滤波器(4)使通过所述换能器(1)接收的信号至少部分地摆脱所述振荡衰减信号。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于使所述阻塞滤波器(4)追踪所述振荡衰减信号的特性。
3.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于使所述阻塞滤波器(4)的阻塞频率在时间上追踪所述换能器(1)的振荡衰减信号的频率，和/或，实施时变滤波，其方式是，使所述阻塞滤波器(4)的阻尼程度追踪所述振荡衰减信号的强度相对于所接收的信号的强度的比例的时间变化曲线。
4.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于通过所述阻塞滤波器(4)、至少一个连接在所述阻塞滤波器(4)之后的第二滤波器(5)以及一个模拟混频级(6)实施时变滤波，其中，所述信号处理单元(2)设置用于使所述第二滤波器(5)的滤波器频率特性追踪所述阻塞滤波器(4)的滤波器频率特性，其中，所述混频级(6)设置用于使来自所述阻塞滤波器(4)的输出信号的和/或来自所述第二滤波器(5)的输出信号的滤波器信号变频。
5.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述阻塞滤波器(4)实施为时间离散地工作的滤波器、尤其实施为时间离散地工作的数字滤波器。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于通过所述采样频率的变化和/或所述阻塞滤波器(4)的系数的变化来在时间上改变时间离散地工作的阻塞滤波器(4)的滤波特性。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的装置，其特征在于，所述阻塞滤波器(4)在接收路径中包括分立的电部件，尤其由这些电部件组成，其中，所述阻塞滤波器(4)设置用于尤其抑制等于或者邻近所述换能器(1)的谐振频率的频率。
8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，通过在所述接收路径之内的部件的电连接的分离或者建立来产生所述阻塞滤波器(4)的时间变化。
9.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于实施模拟阻塞滤波和接着实施时间离散的滤波。
10.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于在与所述振荡衰减信号的频率不同的频率上发射所述发射信号。
11.根据以上权利要求中任一项所述的装置，其特征在于，所述信号处理单元(2)设置用于尤其以相对于在之前发生的振荡衰减信号固定的频率偏移使所述发射信号的频率变化曲线追踪所述振荡衰减信号的频率变化曲线。
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