CN104702170A - 用于三相电励磁双凸极电动机的九状态控制策略 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种用于三相电励磁双凸极电动机的九状态控制策略。本发明充分利用了电机反电势，延长电机每相正向导通区间，使每相正向导通区间都超过120°电角度，在一个电周期内形成九种工作状态，在提高电机换相时相绕组的电流变化率，消除上下功率管死区时间的同时，延长每相的正向导通区间，利用所产生的相转矩抵消励磁磁阻转矩产生的转矩缺口；并针对电励磁双凸极电机三相电磁特性不对称的问题，优化每相导通区间，从而抑制电机转矩尖峰，提升电机转矩谷值，减小转矩脉动。

Description

用于三相电励磁双凸极电动机的九状态控制策略

技术领域

本发明涉及一种三相电励磁双凸极电机起动系统，属于特种电机与电机控制技术领域。

背景技术

三相电励磁双凸极电机(以下简称双凸极电机)结构简单可靠，功率密度高、控制灵活，适合用在航空航天等高要求领域。双凸极电机作为电动机运行时，其控制系统与无刷直流电动机相似。与其他类型电动机相比，双凸极电机具有较大的转矩电流比，但由于自身结构的特点，其转矩脉动率也较其他类型电机大，从而造成电机运行时噪声大、振动剧烈、转速波动大等问题，在一定程度上限制了其应用范围。

目前主要使用的电励磁双凸极电机控制策略有：1.三状态标准角控制策略；2.三状态提前角控制策略；3.六状态控制策略。采用三状态标准角控制方式可使系统处于低速阶段时能产生较大的转矩，但在高速时会产生较大转矩脉动；而采用三状态提前角度控制和六状态控制策略可提高电机高速运行时的输出转矩同时减小转矩脉动。

电励磁双凸极电机转矩脉动主要由换相转矩脉动和稳态转矩脉动组成，通过研究发现稳态转矩脉动源于电机励磁绕组自感变化而产生的励磁磁阻转矩，其对总转矩脉动的影响较大，不可以忽略。上述几种控制策略都未能解决电机稳态转矩脉动较大的问题。

另外由于电励磁双凸极电机三相电磁特性不对称，通常情况下，B相和C相的特性相互对称，C相的特性大小与其他两相不同。但是在目前的开通关断控制策略中，出于方便操作、简化系统以及编写控制程序难易方面的考虑，并且基于假设电机结构是对称的观点，三相开通、关断角度都设置一样的大小，这会使得每相转矩的峰值不同，出现较明显的转矩尖峰。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服上述技术缺陷，提供一种有效减少电励磁双凸极电机转矩脉动并提高电机出力的新型控制策略，称为九状态控制策略。

(1)、为解决上述技术问题，以双凸极电机的一个电周期内相反电势的自然换相点所形成的六个导通区间为基础，在原A相上管S1、C相下管S2导通区间内B相反电势过零点处开通B相上管S3，增加一个换相点X；在原B相上管S3、A相下管S4导通区间内C相反电势过零点处开通C相上管S5，增加一个换相点Y；在原C相上管S5、B相下管S6导通区间内A相反电势过零点处开通A相上管S1，增加一个换相点Z；这样在一个电周期内就存在九种功率管导通状态，分别为S1-S2导通、S1-S2-S3导通、S2-S3导通、S3-S4导通、S3-S4-S5导通、S4-S5导通、S5-S6导通、S5-S6-S1导通、S6-S1导通，它们依次 对应A+C-、A+B+C-、B+C-、B+A-、B+C+A-、C+A-、C+B-、C+A+B-、A+B-，其中A、B、C分别表示电机三相绕组，“+”号表示正向导通，“-”号表示反向导通。

(2)、针对电励磁双凸极电机三相电磁特性不对称的问题，优化每相的开通提前角α和滞后角β；根据实际电机的参数，在0～70°范围内选取α，同时保证关断角β要小于三个提前角中的最小值α_min，通过选择合适参数可有效抑制转矩脉动，同时又不会降低电机出力。

有益效果在于：

1.提高了电机换相时相绕组的电流变化率，减小了电机换相转矩脉动；

2.不需要使用死区时间，消除了死区时间带来的转矩脉动；

3.每相延长开通所产生的相转矩可以抵消励磁磁阻转矩产生的转矩缺口，相比于六状态控制策略更有效减小了稳态转矩脉动。

附图说明

图.1为电励磁双凸极电机本体结构示意图；

图2为电励磁双凸极电机起动系统的系统框图；

图3为六状态控制策略示意图；

图4为九态控制策略示意图；

图5为九状态控制策略流程图；

图6为九状态状态控制策略下基于对称性的电机相电流的仿真波形图；

图7为九状态状态控制策略下基于对称性的电机转矩的仿真波形图；

图8为九状态状态控制策略下基于不对称性的电机相电流得仿真波形图；

图9为九状态状态控制策略下基于不对称性的电机转矩的仿真波形图；

图2中Udc为直流母线电压，Un为电机三相绕组中性点电压，S1～S6为功率MOSFET，D1～D6为反并联二极管，R_a、R_b、R_c分别为电机三相绕组电阻，L_a、L_b、L_c分别为电机A、B、C三相绕组自感，E_a、E_b、E_c分别为电机三相反电势，P_a、P_b、P_c分别为A、B、C三相霍尔位置信号；图3、4中α₁、α₂、α₃为电机每相上管开通提前角，β为每相下管开通滞后角，Q1～Q6分别为开关管S1～S6的驱动信号，X、Y、Z为新增得而3个换相点，波形中实线分.别表示电机三相反电势波形，中间的虚线表示励磁磁阻转矩波形；图5中CAP为DSP控制器的捕获端口，PWM1～5为DSP控制器的PWM波输出端口。

具体实施方式

下面结合附图以电励磁双凸极电机起动系统对本发明进行详细说明。

电励磁双凸极电机电动运行的系统框图如图2所示，主功率电路为三相全桥电路，中性点不引出，相比三相半桥电路，体积小，硬件结构简单可靠。为了得到电机准确的转子位置需要使用位置传感器，得到的相应的转子位置信号P_a、P_b、P_c经过数字控制电路处理产生主功率电路的驱动信号，控制电机运行。

如图3所示，六状态状态控制策略是以一个电周期内相反电势的自然换相点来划分六个导通区间，分别是A+C-、B+C-、B+A-、C+A-、C+B-、A+B-，在每个导通区间内电机均是两相同时导通。在A+C-、B+A-、A+B-这三个导通区间内，电机的励磁磁阻转矩的变化趋势都是先正后负，显然负的励磁磁阻转矩会使电机总转矩产生转矩缺口。以A+C-导通区间为例，该区间内非导通相B相仍能产生较大的反电势，可在B相反电势过零点至下一个换相点的区间内给B相绕组通入正向电流，这样B相绕组就会产生正转矩，恰能填补该段负的励磁磁阻转矩，有效降低电机的转矩脉动并提高电机的平均输出转矩。因此为了充分利用相反电势，所提出的九状态控制策略在原A+C-导通区间内B相反电势过零点处增加一个换相点X，即开通B相上管S3；同样在原B+A-导通区间内C相反电势过零点处增加一个换相点Y，即开通C相上管S5；在原C+B-导通区间内A相反电势过零点处增加一个换相点Z，即开通A相上管S1；这样在一个电周期内就存在九种功率管导通状态，分别为S1-S2导通、S1-S2-S3导通、S2-S3导通、S3-S4导通、S3-S4-S5导通、S4-S5导通、S5-S6导通、S5-S6-S1导通、S6-S1导通。

图4表示九状态控制策略下导通逻辑与转子位置的对应关系，在一个360°电周期内，以A相霍尔位置信号上升沿定为0，B、C相霍尔位置信号上升沿分别对应120°、240°。A相上管S1的导通区间为-α₁～120°，下管S4的导通区间为120°+β～240°+β；B相上管S3的导通区间为120°-α₂～240°，下管S6的导通区间为240°+β～360°+β；C相上管S5的导通区间为240°-α₂～360°，下管S2的导通区间为β～120°+β。

具体实施步骤如下：

1、霍尔位置信号是三个互差120°电角度、高低电平均是180°电角度的方波信号，通过调整霍尔位置传感器安装的位置，使A相位置信号上升沿与AC线电势由负变正的过零点重合，使B相位置信号上升沿与BA线电势由负变正的过零点重合，使C相位置信号上升沿与CB线电势由负变正的过零点重合。电机运行时，通过霍尔位置传感器得到转子位置信号，经过倍频电路得到512倍频信号以实现精确的角度延时控制。

2、采用DSP控制器的CAP捕获位置信号的上升沿，然后再CAP中断里执行相应的换 相算法，九状态控制流程图如图4所示。

(1)、当CAP3检测到A相位置信号P_a的上升沿时，关闭S5，由S5-S6-S1导通状态换相至S1-S6导通状态，延时β电角度，开通S2管、关闭S6管由S1-S6导通状态换相至S1-S2导通状态，再延时延时120°-α₂-β电角度，开通S3管，由S1-S2导通状态换相至S1-S2-S3导通状态；

(2)、当CAP2检测到B相位置信号P_b的上升沿时，关闭S1管，由S1-S2-S3导通状态换相至S2-S3导通状态，延时β电角度，开通S4管、关闭S2管由S2-S3导通状态换相至S3-S4导通状态，再延时延时120°-α₃-β电角度，开通S5管，由S3-S4导通状态换相至S3-S4-S5导通状态；

(3)、当CAP3检测到C相位置信号P_c的上升沿时，关闭S3管，由S3-S4-S5导通状态换相至S4-S5导通状态，延时β电角度，开通S6管、关闭S4管由S4-S5导通状态换相至S5-S6导通状态，再延时延时120°-α₁-β电角度，开通S1管，由S5-S6导通状态换相至S5-S6-S1导通状态。

3、DSP控制器的PWM1～5端口产生开关控制信号，再经过组合逻辑电路产生相应的开关驱动信号。

图6、图7所示分别为九状态控制策略下基于对称性的电机三相电枢电流与输出转矩的仿真波形，其中仿真参数为α₁＝α₂＝α₃＝70°、β＝35°。从电流波形中可以发现，上管导通角超过120°，下管导通120°，由于存在三相同时导通阶段以及环流问题，下管电流幅值超过斩波幅值；从转矩波形可以发现九状态控制策略将较好地填补了转矩缺口，有效地减小了电机的转矩脉动。

图8、图9所示分别为九状态控制策略下基于不对称性的电机三相电枢电流与输出转矩的仿真波形，其中仿真参数为α₁＝40°、α₂＝70°、α₃＝65°、β＝35°，此参数的选择综合考虑了输出转矩和转矩脉动特性。与图7相比，可以发现由于采用了不对称的控制方式，转矩的峰值和谷值都得到了优化，因此转矩脉动得到了更好的抑制。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，实质上如若在另外3个相反电势过零点处增加3个换相点即可形成十二状态控制策略，但经研究发现十二状态控制策略在提高电机平均输出转矩的同时也加增大了转矩脉动。

应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下还可以做出若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.用于三相电励磁双凸极电机电动运行的九状态控制策略，其特征包括以下步骤：

以双凸极电机的一个电周期内相反电势的自然换相点所形成的六个导通区间为基础，为充分利用相反电势，在原A相上管S1、C相下管S2导通区间内B相反电势过零点处开通B相上管S3，增加一个换相点X；在原B相上管S3、A相下管S4导通区间内C相反电势过零点处开通C相上管S5，增加一个换相点Y；在原C相上管S5、B相下管S6导通区间内A相反电势过零点处开通A相上管S1，增加一个换相点Z；这样在一个电周期内就存在九种功率管导通状态，分别为S1-S2导通、S1-S2-S3导通、S2-S3导通、S3-S4导通、S3-S4-S5导通、S4-S5导通、S5-S6导通、S5-S6-S1导通、S6-S1导通，它们依次对应A+C-、A+B+C-、B+C-、B+A-、B+C+A-、C+A-、C+B-、C+A+B-、A+B-，其中A、B、C分别表示电机三相绕组，“+”号表示正向导通，“-”号表示反向导通；定义α₁、α₂、α₃分别为双凸极电机A、B、C三相所对应的上管开通提前角，β为下管开通滞后角，在一个360°电周期内，以A相霍尔位置信号上升沿定为0，B、C相霍尔位置信号上升沿分别对应120°、240°，A相上管S1的导通区间为-α₁～120°，下管S4的导通区间为120°+β～240°+β，B相上管S3的导通区间为120°-α₂～240°，下管S6的导通区间为240°+β～360°+β，C相上管S5的导通区间为240°-α₂～360°，下管S2的导通区间为β～120°+β，这样在120°-α₁～120°、240°-α₁～240°和360°-α₁～360°三个区间内存在三相同时导通的状态，如此确定九种状态的导通区间。

2.根据权利要求1所述的用于三相电励磁双凸极电机电动运行的九状态控制策略，针对电励磁双凸极电机三相电磁特性不对称的问题，优化每相上管开通提前角α和下管开通滞后角β；根据实际电机的参数，在0～70°范围内选取α，同时保证滞后角β要小于三个提前角中的最小值α_min，通过选择合适参数可有效抑制转矩脉动，同时又不会降低电机出力。