CN104682677B - 切换控制电路及用于提供附加基极驱动的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明一般涉及开关模式功率变换器(SMPC)，和用来为SMPC的双极晶体管提供附加基极驱动的方法，并且更特别地涉及用于SMPC的切换控制电路，所述SMPC具有：电感部件，所述电感部件被连接用来从到所述SMPC的输入接收功率；双极晶体管，所述双极晶体管被连接用来控制所述电感部件中的电流流动；辅助功率干线；电荷存储装置，所述电荷存储装置用来通过所述辅助干线供应功率到切换控制电路以便驱动所述双极晶体管；和引导电路，所述引导电路用来从到所述双极晶体管的输入释放电流，从而因此提供放大的电流到所述电荷存储装置，所述切换控制电路包括：基极电流线路，所述基极电流线路用来连接到所述双极晶体管的基极终端；发射极电流线路，所述发射极电流线路用来连接到所述双极晶体管的发射极终端；辅助线路，所述辅助线路用来连接到所述辅助功率干线；和至少一个参考线路，所述至少一个参考线路用来连接到参考电压；基极电流开关，所述基极电流开关被构造用来以可控制的方式将基极电流源连接到所述基极电流线路；发射极电流开关，所述发射极电流开关被构造用来以可控制的方式将所述发射极电流线路连接到所述参考线路；引导元件，所述引导元件用来从所述发射极电流线路释放电流到所述辅助线路，所述引导元件还可用于根据电流或电压偏置阻塞所述电流；基极放电开关，所述基极放电开关被构造用来以可控制的方式从所述基极电流线路释放电流到所述参考线路；和附加基极驱动线路，所述附加基极驱动线路用来连接到串联电路，所述串联电路包括串联连接的附加基极驱动电阻器和电流控制元件，所述串联电路用来从所述输入释放电流到所述基极终端，所述电流控制元件用来阻塞从所述引导电路到所述附加基极驱动电阻器的电流流动。
Description
技术领域
本发明总体涉及开关模式功率变换器(SMPC)，和用来提供附加基极驱动到SMPC的双极晶体管的方法，并且更特别地涉及用于SMPC的切换控制电路。
背景技术
低成本双极结晶体管(BJT)用于离线功率变换器中的主开关是理想的，这是由于它提供高的击穿电压和低的接通状态电压。然而，双极结晶体管通常需要相对高的驱动电流，并且这可能引起例如关于功率耗散的缺点。
因此仍然需要用于诸如BJT的主开关的改进的驱动方案，例如在离线的且/或具有主侧感测的变换器中。这种需要可能特别地涉及成本，变换器输出功率容量/定额和/或可靠性，优选地在解决广泛的双极晶体管等等的驱动方案中。此外，可以通过现有的SMPC和/或SMPC控制器实现的驱动方案是合意的，例如其中现有的SMPC和/或控制器可以适合于允许较高变换器输出功率操作和/或使用具有较低的电流增益的通常更廉价的双极主晶体管。
当与电压控制的MOSFET，IGBT等等相比时BJT存在的另外缺点是在启动程序期间需要的比较大的电荷存储库。典型地，从到初始化电压的整流主输入充电存储库电容器Caux；然后，它提供所有电荷(作为辅助电源)，从而为IC控制器提供功率并且驱动BJT，直到偏置绕组电压充分升高以接管这些任务。如果Caux中的初始化电荷不为IC和BJT提供功率持续足够长以将偏置绕组电压升高到其操作水平，则功率变换器将不能启动。具有高的输入电容的载荷是特别的挑战，这是由于它们在“冷启动”情况中提供有效的短路；因此需要更多切换循环来升高输出且偏置绕组电压。与电压控制的装置相比，BJT需要显著更多电荷来接通，因此电荷存储库更快地耗尽。较大的存储库电容需要较高的启动电流，这可以增加功率消耗。通过较高存储库电压的操作提供更多电荷以支持用于给定存储库电容的启动，并且也提供更多顶部空间以便驱动IC中的装置。然而，由于耗散损失，它也增加功率消耗。
其它操作条件可以类似地引起技术问题。偏置绕组电压通常与变换器输出电压密切相关，因此当输出电压是低的时，可能存在不足的控制器IC偏置功率。对于以不变电流或不变功率输出模式操作的变换器，当低阻抗负载引起输出电压降低时，这可能发生。虽然对于基于MOSFET的变换器出现这个问题，但BJT所需的大的电流显著地恶化了它。
因此，关于使用例如BJT作为主开关的离线功率变换器，希望改进高效操作且/或通常改进通过常规装置的电荷到控制器IC的有效供应。
鉴于上述，SMPC的场继续需要对供应操作电流到功率变换器(例如，包括双极的或场效应主开关的共源共栅功率变换器)的IC控制器的改进的控制。
为了理解本发明，参考以下公开内容：
对应于2009年2月12日公开的US20070891397的US7,636,246(发明人Huynh等人，受让人Active-Semi,Inc.)；
从http://www.ti.com/product/ucc28610处的Texas Instruments可获得的UCC28610数据表；和
从http://bbs.dianyuan.com/bbs/uZ55/1330441183681758.pdf可获得的THX202H数据表。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种用于开关模式功率变换器(SMPC)的切换控制电流，所述SMPC具有：具有绕组的电感部件，所述绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收电能；双极晶体管，所述双极晶体管被连接用来控制所述绕组中的电流流动；辅助功率干线；电荷存储装置，所述电荷存储装置用来通过所述辅助干线供应电能到切换控制电路以便驱动所述双极晶体管；和引导电路，所述引导电路用来从到所述双极晶体管的输入释放电流，从而因此提供放大的电流到所述电荷存储装置，所述切换控制电路包括：基极电流线路，所述基极电流线路用来连接到所述双极晶体管的基极终端；发射极电流线路，所述发射极电流线路用来连接到所述双极晶体管的发射极终端；辅助线路，所述辅助线路用来连接到所述辅助功率干线；和至少一个参考线路，所述至少一个参考线路用来连接到参考电压；基极电流开关，所述基极电流开关被构造用来以可控制的方式将基极电流源连接到所述基极电流线路；发射极电流开关，所述发射极电流开关被构造用来以可控制的方式将所述发射极电流线路连接到所述参考线路；引导元件，所述引导元件用来从所述发射极电流线路释放电流到所述辅助线路，所述引导元件还可用于根据电流或电压偏置阻塞所述电流；基极放电开关，所述基极放电开关被构造用来以可控制的方式从所述基极电流线路释放电流到所述参考线路；和附加基极驱动线路，所述附加基极驱动线路用来连接到串联电路，所述串联电路包括串联连接的附加基极驱动电阻器和电流控制元件，所述串联电路用来从所述输入释放电流到所述基极终端，所述电流控制元件用来阻塞从所述引导电路到所述附加基极驱动电阻器的电流流动。
在实施例中，从所述输入(对于多个实施例，所述输入可以被称为例如Vin)通过串联电路的电流的释放可以间接地释放电流，诸如通过所述辅助干线，所述辅助干线接收从该输入电感地传递(例如，通过SMPC的电感部件上的辅助绕组)的功率。
实施例有利地可以允许切换控制电路在高功率定额SMPC中操作而不过热，这是由于附加基极驱动可以通过切换控制电路外部的电流路径(例如，通过具有附加基极驱动电阻器的串联电路)被布置到双极晶体管。这可能是希望的，例如其中切换控制电路是变换器控制器集成芯片(IC)，由于封装IC的最大功率耗散热特性，该变换器控制器集成芯片具有最大输出基极电流定额。令人惊讶地，在实施例中，串联电路的设置通常不损害功率调节或功率效率。例如，虽然电流可以连续地流过串联电路，但可以操作开关QBG以将这个电流送到参考电压(例如，地线)，并且因此当主开关将不被控制接通时离开主开关基极。另外地或替代地，切换双极晶体管的定时仍然可以被优化以减小基极放电时间且/或避免双极晶体管的饱和。
优选地，在实施例中，电流控制元件可以基本上防止从该输入获取(例如，从连接到该输入的启动二极管接收)的电流离开双极晶体管被分流到串联电路中并且因此不变成放大的并且随后穿过引导元件。因此，串联电路的设置不需要在启动期间损害电荷存储装置的充电。
还可以提供切换控制电路，该切换控制电路包括所述附加基极驱动电阻器和连接到附加基极驱动线路的电流控制元件(例如二极管或开关)的至少一个。因此，切换控制电路可以设置有或没有串联电路的任何或所有部件，例如，没有附加基极驱动电阻器和电流控制元件(例如，二极管或开关)或具有附加基极驱动电阻器和电流控制元件的任一个或两者。注意，“附加”基极驱动线路不一定表示另外的线路，例如，切换控制电路IC上的专用的引脚(“附加”更确切地指另外的基极电流)。然而，还可以提供切换控制电路，其中附加基极驱动线路被添加到基极电流线路。
还可以提供切换控制电路，具有封装，所述封装包括具有所述切换控制电路的集成电路，并且包括至少所述串联电路的所述附加基极驱动电阻器，其中至少所述附加基极驱动电阻器在所述封装外部。(切换控制电路可以在IC上，该IC被容纳在封装(例如，8-引脚SOT23)中。这种封装可以具有引脚以便连接到外部电阻器)。切换控制电路可以替代地不在IC上，而是优选地至少布置在单个封装中。无论如何，串联电路的外部部分/整体可以将功率耗散从封装的电路移开。
还可以提供切换控制电路，其中所述电流控制元件包括二极管，当所述电压偏置反向偏置所述二极管时所述二极管用来执行所述阻塞。因此，前述电压偏置可以是跨越二极管的反向或前向偏置电压。二极管可以在容纳切换控制电路的封装外部或内部，例如，可以布置在具有该电路的IC上。然而，优选地，附加基极驱动电阻器保持在这种封装外部。
还可以提供切换控制电路，其中所述电流控制元件包括附加基极驱动开关，所述附加基极驱动开关被构造用来接收所述电流或电压偏置作为控制信号，所述附加基极驱动开关可控制用来根据所述控制信号执行所述阻塞。因此，附加基极驱动开关可以被添加到，或者更优选地，替代上述阻塞二极管。优选地，所述切换控制电路被构造用来同步所述基极电流开关和所述附加基极驱动开关的切换以同时接通以允许电流流到所述基极线路。更优选地，所述切换控制电路被构造用来基于监视所述SMPC控制切换所述基极电流开关和所述附加基极驱动开关的定时，优选地，其中所述监视包括监视辅助功率干线上和/或所述双极晶体管的终端(例如，基极，发射极或收集器)上的电压或电流信号，切换控制电路因此可用于调节关于晶体管的基极电荷存储装置具有减小的功率耗散的所述SMPC的输出功率，例如，优选地控制基极电流的大小和/或持续时间以实现晶体管的目标接通和/或断开时间。
在优选操作模式中，实施例可以在双极晶体管的切换循环期间另外地为切换控制电路(例如，变换器控制器IC)提供功率。这可以被称为“辅助再充电”。更具体地，具有相对最小布置的优选实施例可以使用一种布置实现辅助再充电，该布置优选地包括：共源共栅变换器，该共源共栅变换器具有从双极晶体管发射极到辅助功率干线的切换连接(引导元件，例如，二极管或受控制的开关)和从BJT发射极到诸如地线的参考线路的切换连接(例如，第二晶体管)，后者要在BJT传导时被打开以提供通过前者的电流。
这种实施例可以提供替代的或另外的装置以便维持到切换控制电路的充分功率，优选地与SMPC的输出电压和/或负载无关，该SMPC优选地为共源共栅功率变换器。这在实施例中可以通过以下被实现：在切换循环期间，例如，在正常(例如，PWM控制的)操作期间，即，在SMPC的启动时段之后当SMPC提供功率到负载时，使用BJT发射极电流为变换器控制器IC提供功率。
更通常地，为了允许辅助再充电，还可以提供切换控制电路，该切换控制电路包括充电电路，所述充电电路用来供应电荷到所述电荷存储装置以便提供功率到前述SMPC的切换控制器，所述SMPC包括：具有绕组的电感部件，所述绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收电能；切换电路，所述切换电路包括第一和第二切换晶体管，所述第一晶体管被串联连接在所述绕组和所述第二晶体管之间并且用来接收绕组电路，其中所述绕组电流是从所述绕组获取的电流；切换控制器，所述切换控制器用来控制所述第二晶体管的切换；和电荷存储装置，所述电荷存储装置被连接用来提供功率到所述切换控制器，所述充电电路包括：电流分流电路，所述电流分流电路用来将所述绕组电流从所述第一晶体管传导到所述电荷存储装置；和所述第二晶体管，所述第二晶体管被布置用来以可控制的方式从所述电流分流电路分离参考电压线路以允许所述绕组电流通过所述电流分流电路流到所述电荷存储装置。优选地，切换控制器包括这种切换控制电路，且/或第一和第二晶体管是前述双极晶体管和发射极电流开关。电流分流电路优选地包括引导元件且/或参考电压线路是所述前述参考线路(“线路”是例如电传导性丝线，轨道，和/或引脚或其它终端连接器元件)。
可以提供开关模式功率变换器(SMPC)，该开关模式功率变换器包括任何前述权利要求的切换控制电路，其中所述SMPC是例如回扫，正激或升压变换器。
根据本发明的另一方面，提供一种提供附加基极驱动到开关模式功率变换器(SMPC)的双极晶体管的方法，所述SMPC具有：具有绕组的电感部件，所述绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收功率；双极晶体管，所述双极晶体管被连接用来控制所述绕组中的电流流动；辅助功率干线；电荷存储装置，所述电荷存储装置用来通过所述辅助功率干线供应功率到具有基极电流开关的切换控制器以控制到所述双极晶体管的电流驱动；和引导电路，所述引导电路用来从到所述双极晶体管的输入释放电流，从而因此提供放大的电流到所述电荷存储装置，所述SMPC具有串联电路，所述串联电路包括串联连接的附加基极驱动电阻器和附加基极驱动开关，所述串联电路用来从所述输入释放电流到所述双极晶体管的基极终端，所述附加基极驱动开关用来阻塞从所述引导电路到所述附加基极驱动电阻器的电流流动，所述方法包括：接通所述基极电流开关以允许基极电流贯穿接通时段传到所述双极晶体管；和驱动所述附加基极驱动开关接通持续所述接通时段的至少一部分，从而因此附加所述基极电流以因此驱动所述双极晶体管接通。
关于第一方面类似地，从该输入通过串联电路的电流的释放可以间接地释放电流，诸如通过所述辅助干线，该辅助干线接收从该输入电感地传递(例如，通过SMPC的电感部件上的辅助绕组)的功率。
优选地，引导电路包括连接在SMPC输入和双极晶体管基极之间的电阻器(Rstartup)，双极晶体管和基极和辅助功率干线之间的开关或二极管，因此允许电荷存储装置在启动使用被双极晶体管放大的电流被充电。
可以提供一个实施例，该实施例使用切换控制电路IC，该切换控制电路IC具有连接到IC上的附加基极驱动引脚的附加基极驱动开关，这优选地降低部件计数和/或成本。
关于第一方面的实施例类似地，关于主晶体管的切换性能的实施例优化的操作可以被实现。优选地，基极电流开关和附加基极驱动开关同时地接通和关闭，即，它们的切换时刻是基本上(例如，精确地)一致的。在这种情况中，对于例如减小双极晶体管的饱和和/或提高功率效率，控制基极电流开关的接通/断开以驱动双极晶体管的定时不需要改变(优选地基于监视的这种定时例如使用与双极晶体管的目标断开和/或接通时间的对比)。控制切换基极电流开关的定时的方法可以仅仅被扩展，从而以优选地完美的同步控制附加基极驱动开关。
更有利地，实施例可以控制辅助功率干线上的电压优选地使得该电压不超过希望的最大值，例如，切换控制电路的最大供应电压定额。因此，可以例如提供该方法，该方法包括：贯穿断开时段控制所述双极晶体管断开；和驱动所述附加基极驱动开关接通持续所述断开时段的至少一部分，以允许从所述辅助功率干线通过所述附加基极电流电阻器的电流流动以因此减小所述辅助功率干线上的电压。
这种断开时段可以包括称为放电时间的时段(“Dchg”)并且还可包括任选的环和/或空闲时段。通常，断开时段从双极晶体管收集器电流基本上停止(例如，减小到接通电流的10％或更小)的时刻延伸到双极晶体管接收偏置信号以再次接通的时刻。
还可以提供该方法，该方法包括监视所述辅助功率干线上的电压，并且包括：当辅助功率干线上的电压在阈值电压(例如，10、12、15、15.5V、16V或20V)之上时，例如，当该电压达到或超过该阈值时，实现所述驱动附加基极驱动开关接通持续断开时段的至少一部分。(因此，该驱动可以在整个断开时段的仅仅一部分或至少一部分期间被实现，该部分是辅助功率干线上的电压在这种阈值电压之上的时间)。这种监视可以通过切换控制电路被执行。
还可以提供该方法，该方法包括当辅助功率干线上的电压在阈值电压(例如，10、12、15、15.5V、16V或20V)之下时，例如，当该电压还没有达到或变得小于该阈值时，禁止所述驱动附加基极驱动开关接通持续断开时段的至少一部分。(因此，该驱动可以在整个断开时段的仅仅一部分或至少一部分期间被实现，该部分是辅助功率干线上的电压在这种阈值电压之下的时间)。例如，这可以是在变换器的启动期间的情况。
为了允许辅助再充电，还可以提供该方法，该方法包括提供功率到所述开关模式功率变换器(SMPC)的切换控制器的方法，所述SMPC具有：具有绕组的所述电感部件，所述绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收功率；切换电路，所述切换电路包括第一和第二切换晶体管，所述第一晶体管被串联连接在所述绕组和所述第二晶体管之间；所述切换控制器，所述切换控制器用来控制所述第二晶体管的切换；和所述电荷存储装置，所述电荷存储装置用来提供功率到所述切换控制器，所述方法包括：建立从所述绕组通过所述第一晶体管的电流的流动；和通过传导路径将所述电流分流到所述电荷存储装置。优选地，切换控制器包括如上所述的切换控制电路，且/或第一和第二晶体管是前述双极晶体管和发射极电流开关。传导路径优选地包括引导元件且/或参考电压线路是所述前述参考线路(线路是例如电传导性丝线，轨道，和/或引脚或其它终端连接器元件)。
优选实施例在所附从属权利要求中被限定。
上述方面的任何一个或更多个和/或优选实施例的上述任选特征的任何一个或更多个可以以任何排列被组合。
附图说明
为了更好地理解本发明并且示出如何可以实现本发明，现在将通过例子的方式参考附图，其中：
图1示出用于辅助再充电的第一电路示意图；
图2示出用于辅助再充电的第二电路示意图；
图3示出说明用于BJT控制方案的布置的波形；
图4示出说明用于辅助再充电的BJT控制方案的波形；
图5示出使用DC基极电压偏置的用于辅助再充电的第三电路示意图；
图6示出在变压器Tx上没有辅助绕组的电路示意图；并且
图7a示出用于辅助再充电的控制方法的流程图；
图7b示出承载代码的圆盘，该代码用来控制实施例的开关以实现提供功率到电荷存储装置；
图8示出具有用来附加基极驱动到主开关的第一方法的附加基极驱动实施例的电路示意图；
图9示出具有用来附加基极驱动到主开关的第二方法的附加基极驱动实施例的电路示意图；
图10示出具有第二方法的附加基极驱动实施例中用来切换的定时图。
具体实施方式
实现附加基极驱动的实施例可以允许控制器(该控制器使用用于开关控制的基极和发射极驱动用于控制变换器的主开关的切换)用于较高功率定额变换器且/或具有较低增益主开关。为了减小控制器IC中的功率耗散，该实施例支持从辅助功率电路经由串联电路(例如，电阻器和二极管连接)的基极电流以从辅助干线供应附加基极电流到主开关。
在优选实施例中，该串联电路可以具有该串联电路中的附加基极驱动(SBD)开关，该开关优选地在切换控制电路封装内并且连接到切换控制电路封装的外部引脚。这个SBD开关可以被控制以仅当主开关被驱动接通(在“Chg”时期中)时接通。在实施例中，串联电路的电阻器(该电阻器在控制器IC外部)可以支配附加基极电流。功率可以在这个电阻器中而不是在控制器中耗散。然而，通过控制器的主开关的控制在一实施例中有利地不降级，例如，在该实施例中，控制器监视主开关以确定后面循环中的基极电流的持续时间或大小。
图8和9示出具有串联电路的两个例子附加基极驱动构造。如从附图可以清楚地看到的，任选地使用如图10中所示的切换定时的与两种构造一样的切换布置与用于辅助再充电的构造(见图1-7)密切相关，并且因此可以连同辅助再充电操作一起布置附加基极驱动。
在具体地考虑附加基极驱动之前，我们首先描述辅助再充电。
辅助再充电
具有或没有附加基极驱动的辅助再充电实施例在切换循环期间使用BJT发射极(或不需要SBD的MOSFET源)电流来为变换器控制器IC提供功率。更具体地，用来实现辅助再充电的具有相对最小布置的优选实施例包括：共源共栅变换器，该共源共栅变换器具有从BJT发射极或MOSFET源到辅助充电线路的切换连接和从BJT发射极或MOSFET源到“地线”的切换连接，后者将在BJT或MOSFET导电时被打开以提供通过前者的电流。
优选地，实施例通过附加装置从常规“Aux绕组”供应操作电流到切换控制器。
图1示出用于辅助再充电的第一实施例的电路示意图。离线功率变换器可以为任何类型，例如，回扫、升压或正激变换器，并且在这里仅仅通过例子的方式被示出为单端设计。虽然在图1中示出变压器Tx，但取决于变换器类型和应用的性质，可以使用替代电感部件。例如，回扫变换器可以使用连接的电感器，并且升压变换器可以使用电感器。开关QBA，QBG和QEG的一些或全部和二极管Dea可以被集成到IC控制器中，如图1中所示。这种方法可以最小化用于功率变换器的总零件数量。替代地，这些装置的一些或全部可以是离散的部件，例如以便减小IC中的功率耗散和/或IC的芯片尺寸。它们可以在任何适当制造过程中形成。ED和Aux终端之间的连接可以由可控制开关Qea提供而不是由二极管Dea提供。开关QBA，QBG和QEG(和Qea，如果存在的话)可以由电路控制，该电路包括其一些或全部可以集成到IC控制器中的电路(“Ccts”)。替代地，图1的控制电路(例如“Ccts”或电流源IB的电路)的任何或全部可以被实施为离散的部件。
在这个实施例中，主开关Qsw是双极晶体管，例如以共源共栅或发射极切换的构造被连接的双极结晶体管(BJT)。电容Cbe以虚线被示出在BJT Qsw的基极和发射极终端之间。这代表BJT中的固有的电荷存储的总和和设置在这些终端之间的任何另外电容。QEG是IC上的低电压高电流开关，控制到参考电压的Qsw发射极电流，该参考电压在这里被选择为0V(Gnd)。在使用共源共栅布置的益处之中是：快速切换(接通和断开)，这是由于QEG是低电压装置；具有有利的反向偏置安全操作区域(RBSOA)的高电压耐受能力；和/或低的无负载功率消耗，这是由于使用Qsw的增益来产生启动电流的能力。在启动时，从Vin通过启动电阻器Rstart的小的电流引起Qsw基极电压升高，偏置Qsw以传导收集器发射极电流。以Qsw增益的系数大于流过Rstart的基极电流的这个电流经由二极管Dea流到IC的电荷存储库Caux(由于开关QBA，QBG和QEG是打开的)。Rstart因此可以被选择成具有相对大的值，例如大约40兆欧，允许Rstart中的功率耗散减小。
不同于偏置共源共栅构造中的BJT的基极终端到DC电压以当发射极开关QEG闭合时保证传导，本发明相反使用Qsw基极终端的切换以更精确地控制BJT的操作：Qsw基极终端通过开关QBG连接到低参考电压(在图1中被选择成Gnd)。Qsw基极终端也通过开关QBA连接到电流源IB。Ib可以是有效电流源或者只是连接到电压源的电阻器，诸如Aux(辅助)干线。
有利地，这种切换的基极和发射极方法可以保持共源共栅布置固有的开路发射极切换的可靠性益处，但在断开期间也限制发射极的峰值电压偏移。在发射极终端打开的情况下，电流通常没有机会在BJT中增加，只要峰值发射极电压不引起电流流入连接的电路(例如，Dea)。在发射极电流没有机会流动的情况下，在断开期间和正好在断开之后BJT可以耐受较高的收集器电压而没有不利故障，该不利故障可以降级功率效率和可靠性。实际结果可以是，在适当的开关控制的情况下，与仅仅基极切换的或仅仅发射极切换的构造相比，在这种构造中BJT的适用故障电压可以较高。这可以添加成本优点到基极+发射极切换的布置。
通过一些修改，该方法可以用于切换场效应晶体管(FET)，例如，金属氧化物半导体FET(MOSFET)，如图2中所示。
在基于图1的例子实施例中，变压器Tx可以称为电感部件，该电感部件被连接用来从输入VIN接收功率。
开关QSW和QEG分别提供切换电路的第一和第二切换晶体管，其中第二晶体管的切换可以由切换控制器“Ccts”控制，并且第一晶体管的切换至少由晶体管的控制线路(例如，基极终端)上的偏置信号控制。以电容器CAUX的形式的电荷存储装置被构造用来从传导路径接收电流，该传导路径包括例如可控制的开关和/或二极管DEA，该可控制的开关和/或二极管DEA各通常包括半导体结以允许前向偏置电流流动。因此，可以设置电流分流电路，该电流分流电路包括这种传导路径以将电流从Qsw释放到Caux。第一切换晶体管Qsw外部的另外电容器CBE可以被设置用来帮助允许第一切换晶体管Qsw传导被分流到传导路径的电流；然而，晶体管Qsw的固有电容可以在具有或没有外部电容器的情况下在这方面中起帮助作用。通过传导路径的这种电流的流动可以由第二晶体管QEG实现，该第二晶体管从参考电压线路(例如，如图1中示出的Gnd)分离晶体管Qsw。
另外考虑图1，QBA可以被称为偏置分离开关，该偏置分离开关连接在偏置输出线路(来自例如电流源IB)和输出线路之间以提供偏置信号到第一切换晶体管Qsw的控制线路(例如，基极)。
通过适当控制开关QEG，QBG和QBA以及电流源Ib，可以实现广泛的BJT控制技术。在图3中提供基本方案的图示，从图的顶部到底部，该图示出沿时间轴线在时间点t1，t4和t5的开关QBA，QEG，QBG的状态，和Ibd，Ied和Vce的变化。(注意，省略例如时间点t2不意味着什么)。
在图3的布置中，波形QBA，QEG和QBG示出那些开关的逻辑状态，其中较高水平代表接通状态并且较低水平代表断开状态。在这个简单的例子中，在时间t1同时地闭合(即，接通)开关QBA和QEG，从IC终端BD提供基极电流驱动Ibd，同时Qsw的发射极终端连接到Gnd。这闭合Qsw，引起电流通过变压器Tx的主绕组流到Gnd。开关QBG被控制成与QBA和QEG处于相反的阶段。当在时间t4闭合时它向反向基极电流(在基极电流Ibd上被示出为负的凸起)提供低的阻抗，并且当Qsw在时间t5打开时断言可靠的断开。在这个简单的例子中，在QBA闭合时来自电流源Ib的基极电流被保持在不变的值。仅仅作为方便的例子(多个实施例通常适用于其它变换器类型，例如正激、升压、降压或其它变换器拓扑)，进入IC的ED引脚的Qsw发射极电流Ied在图3中被示出为通过回扫变换器的连接的电感器的主绕组的典型斜坡电流。波形Vce代表BJT Qsw的控制器-发射极电压，示出阻塞和传导阶段。注意，在时间t4和t5之间主电感器电流继续。这种电流可以通过IC终端BD和开关QBG作为反向基极电流流到地线。因此，开关QBG优选地能够传导与由开关QEG传导的那些电流一样大的电流。
然而，实施例可以提供Vaux(跨越IC电荷存储库电容器Caux的电压)的改进的管理。例子波形在图4中被示出。
与图3的控制方案相比，在图4的BJT控制方案实施例中，QEG在早于t4的时间t3打开，而QBG保持打开。随着存储的电荷将Qsw维持在其接通状态中直到时间t5，Qsw发射极终端电压升高直到二极管Dea前向偏置。这迫使Qsw发射极电流经由IC的Aux终端或直接地(如果使用离散的二极管Dea)通过Dea到达Caux。换句话说，对于受控制的时段，收集器电流流到Caux而不是流到Gnd，为IC提供替代的功率源。因为开关QBA，QEG和QBG全部打开，Qsw基极终端电压随着其发射极终端电压升高，后者在图4中被示出为Veg。图4中示出的Vaux的增加指示辅助再充电。
虽然基极驱动，即，开关QBA和/或电流源Ibd，在图4的方案中在时间t3被禁止，可能优选的是，继续驱动基极终端持续从时间t3到时间t4的时段的一些或全部，同时Qsw发射极电流通过Dea流到Caux。由于Qsw的发射极终端电压的升高，这可能需要施加较高的基极偏置电压。例如，通过在Aux干线和Qsw基极终端之间使用电压变换器(诸如电荷泵)，可以实现基极偏置电压的这种增加。
参考图2的MOSFET Qsw实施例和图4的波形，注意到，由Qga建立并且由栅源电容Cgs维持的栅源电压在开关Qsg打开时保持Qsw传导，这是由于Qsw栅终端电压随着其源终端电压升高。这通常是正确的，只要开关Qgg和Qga保持打开。
虽然图4将辅助再充电时段示出为出现在已经为那个切换循环输送所有基极电流之后，但替代的定时可以是优选的。例如，一旦Qsw已经达到希望饱和度，QBA(基极电流开关)和QEG(发射极电流开关)就可以在基极电流驱动的最初时段之后打开。另外的基极电流然后可以在辅助再充电时段之后通过闭合开关QBA和QEG被施加到Qsw以维持希望的饱和度。在辅助再充电时段期间被输送到Caux的电荷的量取决于QBG和QEG，并且任选地QBA打开的时段的长度和在那个时段期间Qsw收集器电流的大小。辅助再充电时段的定时因此可以针对给定的应用被优化。例如，虽然图4中示出的辅助再充电时段刚好在基极驱动电流的结束之后，但其开始可以通过延迟开关QEG的打开发生在t4之前的任何时间。
在本实施例中，辅助再充电可以通过闭合开关QBG和QEG的任一个或两个被立即终止。例如，对于回扫或正激变换器，当Qsw收集器电流最大时，辅助再充电效果通常是最大的(如果它向着BJT传导时段的结束发生)。在较高功率变换器中，辅助再充电效果可能是充分的(如果它较早地发生在BJT传导时段中)；这也可以避免通过二极管Dea的过度切换电流。
虽然上述描述集中于图1的切换的基极和发射极布置，但该技术的本质适用于其它共源共栅布置。例如，使用DC基极电压偏置的方法也可以利用辅助再充电技术，例如，如图5中所示。
图5的实施例示出在升压变换器的情况下的辅助再充电的例子。升压电感器Lboost取代变压器(或连接的电感器)Tx，并且辅助绕组被示出为用于IC的例子功率源。然而，该实施例同样适用于上面已经提及的其它变换器类型。当电感器电流需要流动时，偏置电路保证开关Qsw维持接通。这种电感器电流可以经由开关QEG流到低参考电压(Gnd)(当那个开关闭合时)或者经由开关Qea流到Caux(当那个开关闭合时)。在Qsw接通时间期间，通过打开开关QEG且闭合开关Qea，可以启用辅助再充电时段。在辅助再充电期间，Qsw发射极电压在Aux电容器Caux的电压上方略微升高。这为Qsw基极终端所需的偏置电压提供引导。为了断开开关Qsw，因此停止电感器电流流动，打开两个开关QEG和开关Qea。
偏置电路可以包括用来在开关Qsw的控制终端(即，BJT的基极或MOSFET或IGBT的栅)提供所需电压的任何合适装置。因此，偏置电路可以包括电阻性的，电容性的且/或电感性的部件，整流器和/或开关等等的组合。电压偏置的源可以是任何合适电压源，例如，主要输入电压VIN，与电感部件关联的绕组，和/或诸如电池的DC电压源。
在任何实施例中，例如使用图1的IC控制器中的“Ccts”中包括的电路，通过检测Vaux并且将它与参考水平对比，IC控制器可以决定在切换循环中是否需要辅助再充电时段。这种检测和对比可以另外用于确定辅助再充电时段的切换循环的长度和/或定时。因为辅助再充电可以被控制，因此它可以用于将Vaux调节到希望的值。与典型的变换器相比，较低的电压(例如，3V)可以允许基极电流以较低的电阻损失被产生，为此Vaux广泛地变化，并且通常当需要最高基极电流时最高。
在每一个循环中与被取出用于基极驱动电流相比，在实施例中可以使用辅助再充电来输送更多电荷到Caux。这是因为BJT Qsw的电流增益乘基极电流产生发射极电流，并且意味着对于操作控制器来说可能存在过剩。
上面通常集中于基于BJT的变换器的一个有挑战性的情况。然而，共源共栅使用场效应(例如，MOSFET，和/或双极的，例如，BJT，以任何组合的晶体管)的实施例通常是适用的。因此，在替代实施例中，MOSFET或IGBT而不是BJT可以用作源切换的共源共栅布置中的Qsw。这种布置在图2中被示出。在这种情况中，充电的栅源电容而不是积聚的基极电荷在辅助再充电期间保持MOSFET或IGBT传导。替代地，可以使用DC栅电压偏置布置，该DC栅电压偏置布置等同于图5中示出的DC基极电压偏置布置。
对于一些应用，辅助再充电可以是用来供应电流到IC电荷存储库电容器Caux的唯一机制。这使得辅助绕组能够从变压器Tx被省略并且在图6中被示出。
图6的实施例有利地允许成本和空间节省，并且避免与省略的辅助绕组和二极管Daux关联的设计和电磁干涉问题。也可能可以将存储库电容器Caux放置在IC内。这可以消除离散的电容器Caux和专用的IC终端Aux，该离散的电容器Caux和专用的IC终端Aux可以用于另一功能或被完全省略。
图7a示出一种方法，该方法可以在任何上述或其它实施例中被实现。优选地，该方法包括控制程序，其中开关QBA，QBG，QEG和/或Qsw(或视情况而定Qga，Qgg，Qsg和/或Qsw)由诸如切换控制器(在图1,2,5中被示出为IC)的控制器控制以实施该方法。这种控制还可包括控制一开关，该开关被另外地或替代地布置到二极管Dea(Dsa)以接通到电荷存储装置的传导路径。
一般而言，以所述方式的Vaux的控制对于以下的一个或更多个可能是特别有利的：
启动：辅助再充电可以允许电荷在每一个切换循环中被添加到Caux，在输出和偏置绕组电压升高之前提供充分的IC偏置功率。特别地当驱动具有高的输入电容的负载时，这可以减轻最初Caux电荷的平衡和常规变换器的启动能力。替代地或另外地，辅助再充电可以实现较高启动电阻器Rstart和/或较小存储库电容器Caux的使用。这可以减小Rstart中的功率耗散和/或启动时间；和/或
低阻抗负载：当稳态输出和偏置绕组电压接近零时，辅助再充电可以提供IC偏置功率，允许变换器输出电流控制被维持。这甚至可以在输出短路状况中是可能的。
附加基极驱动
我们现在考虑附加基极驱动(SBD)，该附加基极驱动涉及将双极结晶体管(BJT)用作功率变换器中的主开关，该功率变换器诸如离线的且/或回扫功率变换器。
在主侧感测控制器中，输出电压可以被良好地控制，而可以用于供给切换控制电路(例如，控制器IC)的辅助绕组电压可以由于主输出上的负载变化而显著地变化。特别地，辅助电压随着输出负载增加而增加。
辅助绕组还可以用于供给基极电荷/电流。然而，随着输出功率需求增加，基极电荷或电流需求增加。那可以引起主侧控制器中的功率耗散的增加。
然而，实施例可以提供具有改进的热性能并且因此可应用于SMPC的驱动方案，该SMPC以高的输出功率定额进行操作且/或具有较低增益主开关。特别地，实施例可以允许广泛的BJT最佳地使用SBD线路(例如，引脚)被驱动。这可以使用可靠的低成本的方法被执行，该可靠的低成本的方法可能需要用于主侧感测回扫变换器的仅仅一个外部电阻器。(在实施例中，附加基极驱动线路可以被看作例如图8中的BD处的线路(例如，引脚/电线/连接/轨道)，和/或图8中从Dext到来自BD的Qsw基极电流线路的连接，或者如在图9中可以由例如在SBD到Rest的线路或连接基极电流线路到开关Qsbd的线路描绘)。
如从图8和9可以理解的，在实施例中，主开关Qsw通过控制器芯片而不是更直接地从辅助干线获得其基极电流。(在实施例中，辅助干线可以是例如图8中从Daux到“Aux”的线路，该线路承载电压Vaux；辅助线路可以被看作例如图8或9的IC内的“Aux”线路(电线，轨道等等)，该“Aux”线路连接到耦合到了辅助功率干线的“Aux”线路(例如，引脚))。因此，接通和断开主开关的定时可以被精确地控制以改进变换器输出电压的调节且/或增加功率效率。例如，图8或9的控制器可以监视(未示出)主开关的接通时间和/或断开时间(包括基极放电时间)，例如，通过感测Qsw基极，收集器或发射极电压，从而因此控制基极电流和/或Qsw的切换定时以便最小功率耗散，当切换Qsw时考虑例如晶体管的基极电荷存储和关联的功率耗散。在优选实施例中，Qsw的放电时间(或其变化)被监视/测量并且在这个基础上控制后续循环中的Qsw的接通时间。
在这点上，注意到，具有电流控制元件Dext或Qsbd的附加基极驱动电阻器Rext的设置不损害实施例中的这种Qsw控制。例如，以附加基极驱动开关Qsbd的形式的电流控制元件的切换可以由应用于控制基极电流开关QBA的相同信号控制。因此，Qsbd的效果仅仅可以用于附加(实际上放大)来自控制器的受控制的基极驱动，例如，其中总基极电流的一部分(例如，0.5)从控制器QBA被供应并且其余部分(例如，0.5)从Vaux经由Rext被供应。开关QBG可以被称为基极放电开关。
如通过图8-9与图1和6的电路的对比可以看到的，类似的开关布置被设置在这些电路中，因此附加基极驱动串联电路(Rext，具有如图8和9中所示的Dext或QSBD)可以被设置有上述任何实施例，其中主开关是双极的且开关控制的(具有示出的偏置电路的结合图5的使用是次优选的)。
关于这种相似性，图1和6的第一晶体管Qsw，切换控制器Ccts，电流源Ib，偏置分离开关QBA，开关QBG，第二晶体管QEG，引导二极管Dea(在Aux和ED引脚之间，替代地可以是具有半导体结的不同类型的部件，例如，诸如晶体管的开关，形成传导路径/电流分流电路的至少一部分)，启动/引导电阻器Rstart，存储库电容器/电荷存储装置Caux，辅助二极管Daux，固有电容Cbe，和电感部件(变压器或连接的电感器)Tx元件的每一个通常分别对应于图8和9的双极晶体管Qsw，切换控制电路Ccts，基极电流源Ib，基极电流开关QBA，基极放电开关QBG，发射极电流开关QEG，引导元件Dea，引导电路部件Rstart，电荷存储装置Caux，辅助二极管Daux，固有电容Cbe，和电感部件(变压器或连接的电感器)Lx。
然而，该串联电路可以被设置在实施例中而与该实施例是否被构造且/或操作用来执行辅助再充电无关。因此，图3和4的例子定时图可以被实施或不实施在具有该串联电路的实施例中。
具有串联电路的实施例的优点是允许变换器控制器控制回扫、升压或正激变换器的主侧开关，该控制器优选地以集成电路的形式，将用于较高功率定额变换器且/或用于驱动较低增益(β)双极的这种主侧开关。通常，需要到主侧开关的较高的基极电流来实现变换器的较高输出功率且/或通过较低增益晶体管以给定输出功率进行操作。然而，例如由控制器IC封装(例如，SOT23 6-引脚封装)确定的控制器的热性能可以对基极电流施加上限。实施例可以允许这个极限被克服。在操作中，当变换器具有全负载并且辅助干线电压(Vaux)因此是高的时，基极电流可能是最高的。
有利地，根据这里描述的任何方法的实施例可以允许使用控制器(例如，在8-引脚SOP8封装中)，该控制器用于控制变换器的主开关，该变换器输送大于7.5或8w，优选地超过10w，更优选地达到至少15-16W。另外地或替代地，这种控制器可以用于控制输送这种功率输出或更低的变换器的主开关，其中该主开关具有小于10，更优选地小于5的电流增益(β)，例如与达到40(如否则可能是必要的)的电流增益相比。
用于附加基极驱动的第一实施例在图8中被示出。这种方法使用外部二极管和外部电阻器来支持用于基极的所需电荷/电流的数个百分比。基极电流/电荷上的百分比支持取决于外部电阻器的值。串联组合从辅助(Aux)干线被连接到基极电流线路BD或BJT的基极引脚。
基极电流/电荷需求主要来自BJT的DC增益，输出功率。
为了帮助理解这种实施例，我们首先考虑没有外部基极电荷/电流支持的情况。全基极电流由控制器支持。该电流如图8中所示经由电流源Ib和开关路径QBA从Aux引脚流到BD，并且来自BD引脚的电流需求主要取决于所用的BJT的电流增益参数(β)和输出功率。
对于用于主侧感测回扫电路的较高功率设计和很低成本方案，Aux干线不是稳压电源，它随着该输出上的负载变化。而该输出是经由反馈引脚(FB)的主要受调节的绕组。在全负载输出条件下，Aux电压升高到高的电压，例如，近似15V。
由于Aux电压和BD电流需求的增加，存在控制器中的功率耗散的增加。因此，控制器变热。
我们现在考虑从Aux干线经由Rext和Dext外部地供应数个百分比的基极电荷/电流。控制器中的功率耗散下降，而我们开始在外部电阻器中耗散功率。关于BJT Qsw的通/断定时的定时的主要控制机制处于控制器控制下。通过减小控制器中的功率耗散，诸如图8中示出的方法允许将相同的控制器用于较高输出功率设计。
在启动期间，Dext用于隔离Rext和Dext串联电路。在启动期间，电流经由包括Rstartup和BJT基极的引导电路从高电压(HV；VIN)干线被供给到Aux。该电流被晶体管的电流增益(β)放大并且经由引导二极管从内部发射极线路(ED)流到Aux电容器Caux，该引导二极管(替代地，引导开关)被布置在控制器的发射极电流线路(ED)和辅助线路(Aux)之间(然而，注意，开关可以作为替代物被布置到引导二极管)。该电流通过这个放大的电流充电Aux电容器Caux，并且当Aux达到设计的启动水平时，该控制器开始起作用。因此，引导过程可以被实施用来提供辅助电源到控制器以便控制主开关Qsw。
在没有Dext的情况下，BJT Qsw的电流增益(β)可以不用于增强该启动。该电流改为开始从Rstart并且通过电阻器Rext流到Aux。这种未被放大的电流不足以充电辅助电容器。此外，如果未被放大的电流不能将Aux电容器充电到所需水平，则启动可能未能发生。因此，Dext的合意的目的可以是允许上述引导过程。
注意，在实施例中，Rext和Dext的串联电路不会使得主开关Qsw的切换控制降级。虽然电流可以连续地流过该串联电路，但开关QBG优选地被操作用来将这个电流发送到参考线路(Gnd；连接到参考电压，例如，地线)并且因此当主开关将不被控制时离开主开关基极(例如，在Dchg中，且/或在环中且/或在这些存在的空闲时段中)。
图9中示意性地示出的更优选的方案示出第二方法，其中外部二极管Dext被移除并且被可控制的开关取代。例如，取代Dext使用内部开关Qsbd并且外部引脚SBD被布置在控制器上，其中Rext从Aux被连接。相似于图8的情况，这种实施例可以允许使用具有主BJT开关的控制器，该主BJT开关具有较低的增益和/或较高的功率设计。
用如图9中的开关(控制器内部或外部的开关QSBD)取代图8的二极管Dext还可以有利地减小备用(即，无负载)功率，例如与图8的实施例相比，在该图8的实施例中，在主开关Qsw接通时间(Chg)中内部开关QBA接通，并且在主开关断开时间(例如，Dchg)中QBG接通。在无负载时段中，主BJT断开定时远远大于主开关接通定时，并且图8的实施例中的Rext和Dext可以在断开定时期间从Aux干线吸引电流使得电流从Rext和Dext流到QBG。在备用时段期间和/或在主开关的切换循环的dchg，环和/或空闲时段(例如，完全断开时段)期间，图9的开关可以被操作用来阻塞这种电流。
在图9的方法中，不需要图8的二极管Dext用于允许引导的目的。优选地，在启动期间维持QSBD断开以防止启动电流从Rstartup流过Rext而不是向着Qsw流动。
开关Qsbd优选地由控制器控制使得它在BJT的基极的电流/电荷需求时间(Chg)中(在BJT的接通时段期间)接通。开关Qsbd可以提供取决于Rext的所需基极电流的数个百分比。控制器中的功率耗散然后可能下降，然而，功率耗散在外部电阻器中。
另外的任选特征是控制开关Qsbd在该循环的Dcharge时间中接通使得Rext开始加载并且因此从辅助干线吸引电流优选地使得Vaux不升高得更高。因此，在断开(例如，Dchg)时段的至少一部分期间，Qsbd和QBG两者都可以接通。这个特征可以是当Vaux达到阈值电压(例如，15.5V)时起作用的。在实施例中，该控制器被构造用来监视Vaux并且当Vaux达到或超过这种阈值时启用这个特征。优选地，该特征在启动期间被禁用。
因此，图9的开关Qsbd可以具有单个或双重目的：(i)除了由控制器提供的电流外，提供基极电流到主开关；和/或(ii)从辅助干线耗散功率优选地使得被供应到控制器的辅助电压Vaux不超过控制器的额定操作电压。这种额定操作电压可以是最大电压，已知控制器(例如，IC)在该最大电压以下根据希望的技术规范且/或安全地操作。
更有利地，图9的实施例可以减小材料清单(BOM)尺寸/计数，例如，如果开关Qsbd在控制器内部。
(进一步参考图8和9，在IC内具有/没有另外的电路的Ccts块可以被称为切换控制器，绕组w1被连接用来从输入VIN接收功率到SMPC，第一和第二切换晶体管分别可以被设置为Qsw和QEG，电流分流电路或传导路径可以包括二极管DEA和/或可控制的开关，且/或参考电压线路可以是接地线(“Gnd”))。
参考图10的定时图，主开关的切换循环可以被描述为包括接通时段(Chg)和断开时段，该断开时段包括放电时段(Dchg)，然后任选地环时段(Ring)和/或后面的空闲时段(Idle)。通常，接地连接开关QBG和QEG的状态是相反的。因此，在Chg时段期间当主开关被驱动接通时，QEG接通而QBG断开；此外，QBA优选地接通。在Dchg时段期间，QBG接通而QEG断开。在Chg时段期间，QBA优选地接通，而在Dchg时段期间，QBA优选地断开。图10中的Vcc曲线示出主开关的例子收集器电压特性。
在提供诸如图9的实施例的实施例的情况下，Qsbd可以接通持续QBA接通的时间的至少一部分(见图10中的任选的Qsbd接通时间(1)，该时间可以部分地或完全地延伸穿过Qsw的Chg时段)。这可以允许释放另外的基极电流到主开关Qsw。另外地或替代地，接通Qsbd持续QBG接通的时间的至少一些可以允许减小Vaux(见图10中的任选的Qsbd接通时间(2)，该时间可以部分地或完全地延伸穿过Qsw的断开时段(DChg，Ring和/或Idle))。
根据上述，任何实施例的例子任选特征可以是以下的一个或更多个：
1.在充电时间或BJT的接通状态中在需要基极驱动时，BD到Aux开关QBA和SBD到Aux开关Qsbd在充电时间中被接通并且被控制器内部地同步化并且提供基极电流。主控制功能由BD引脚执行，而SBD提供取决于外部电阻器Rext的值的数个百分比所需支持电流或电荷并且允许芯片不太热地运行；
2.QSBD开关在Dcharge时间(取决于Vaux电压水平)中被接通并且在Dcharge时间中通过Qsbd和QBG开关从Aux释放电流到地线。
涉及辅助再充电的另外考虑
使用如上面例如参考图8-10描述的串联电路的附加基极驱动(任选地通过操作如上所述的开关Qsw，QBA，QBG，QEG和/或QSBD的任何开关)可以连同第一到第四改进的任何改进被设置用于如下面陈述的辅助再充电，其中该改进具有双极第一/主开关。
根据第一改进，提供一种提供功率到开关模式功率变换器(SMPC)的切换控制器的方法，该SMPC具有：具有绕组的电感部件，该绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收功率；切换电路，该切换电路包括第一和第二切换晶体管，所述第一晶体管被串联连接在所述绕组和所述第二晶体管之间；切换控制器，该切换控制器用来控制所述第二晶体管的切换；和电荷存储装置，该电荷存储装置用来提供功率到所述切换控制器，所述方法包括：建立从所述绕组通过所述第一晶体管的电流的流动；和通过传导路径将所述电流分流到所述电荷存储装置。
因此，实施例可以提供替代的或另外的装置用来维持到切换控制器的充分功率，优选地与SMPC的输出电压和/或负载无关，该SMPC优选地为共源共栅功率变换器。这在实施例中可以通过以下被实现：在切换循环期间，例如，在正常(例如，PWM控制的)操作期间，即，在SMPC的启动时段之后当SMPC提供功率到负载时，使用BJT发射极或MOSFET源电流为变换器控制器IC提供功率。
至于更具体的优点，实施例可以：减小对辅助充电电路设计的约束；允许切换控制器以很低的输出电压维持控制；扩大基于BJT的变换器的效用；且/或改善启动特性。
优选地，被提供到切换控制器的功率是DC(直流电流)。类似地，SMPC优选地用来提供DC输出电压到负载。SMPC上的负载可以是例如电感性的，电阻性的且/或电容性的。电感部件可以例如是变压器，该变压器具有：主绕组，该主绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收功率；和次绕组，该次绕组被连接用来为到负载的输出电压提供功率。然而，在替代实施例中，SMPC可以是非隔离的变换器。
如上面推断的，切换电路优选地为共源共栅电路，其中第一晶体管被连接在该绕组和第二晶体管之间以形成共源共栅布置，第二晶体管优选地连接到参考电压线路，例如，地线。然而，在这种布置中，共源共栅电路不一定包括直接连接到彼此的第一和第二晶体管，该第一晶体管直接连接到该绕组且/或该第二晶体管直接连接到参考电压线路。例如，第一和第二晶体管可以具有连接在它们之间的部件，例如，电流感测电阻器，该电流感测电阻器被布置在该绕组和/或晶体管之间或在第二晶体管和参考电压线路之间。在共源共栅布置中，第二晶体管可以被连接用来以可控制的方式驱动，即，发射极或源切换第一晶体管并且因此控制所述绕组中的电流。然而，注意，第一晶体管的传导直接控制该绕组中的电流。另外注意，当第二晶体管断开时第一晶体管可以保持接通，通过第一晶体管的传导(电流离开发射极或基极终端的任一个)有利地限定通过电感部件切换电流的时段。
虽然第一晶体管在实施例中典型地为功率晶体管，但第二晶体管可以是功率晶体管或低电压装置。
还可以提供该方法，该方法包括禁止在所述第一晶体管的控制线路上接收偏置信号，所述偏置信号用来输出电荷到所述第一晶体管。显著地，在实施例中，第一和第二晶体管接通时间通常是不一致的。因此，考虑一实施例，限定偏置信号何时偏置接通第一晶体管的时间间隔可以不是与第二晶体管接通的时间间隔和/或电流流动的时间间隔相同的时间间隔。
替代地，在电流的流动期间可以维持基极驱动或栅偏置。然而，在执行这种禁止的情况下，电流的分流的流优选地在禁止的基本上全时间范围或更短期间流动，例如，只要在禁止期间第一功率开关保持接通。有利地，单独的禁止不导致第一晶体管立即停止从电感部件传导电流。
实施例可以将电流分流到电荷存储装置以在任何切换循环中执行辅助再充电，而与SMPC可能处于的模式无关。在实施例中，启动典型地由从DC源充电例如电容器的电荷存储装置(例如，通过大的电阻器Rstart或通常接通的启动开关从整流的Vht的低的电流)的初始阶段组成。优选地，控制器IC仍然处于睡眠状态，因此不发生切换。一旦电荷存储装置上的电压(“辅助电压”)达到阈值，该IC就苏醒并且命令切换开始。这通常是SMPC输出电压开始上升的时候。辅助再充电可以在这个上升期间被执行以帮助保持IC苏醒同时它“拉起”该负载，而SMPC可以仍然处于其启动阶段。因此，辅助再充电可以在任何切换循环中(包括在变换器启动期间和/或之后)被执行。更特别地，在实施例中在正常SMPC操作期间，即，在冷启动之后且/或在启动的SMPC输出电压上升阶段期间可以使用辅助再充电。
因此，通常可以提供该方法，其中所述流动和分流发生在所述切换电路的切换循环期间，所述切换循环用来允许(优选地实现)将用于所述输出电压的所述功率输出到所述负载；这种切换循环可以包括第二晶体管的单个通-断循环和第一晶体管的单个传导-不传导循环。因此，用于辅助再充电的流动和/或分流可以在SMPC的正常操作期间发生。另外地或替代地，辅助再充电可以在SMPC的启动期间发生。与上面一致，在启动期间(例如，一旦切换已经开始，但在辅助绕组电压充分高之前，例如，已经达到阈值)的辅助再充电是合意的。
更优选地，流动和/或分流发生在切换电路的控制的PWM切换模式期间。
还可以提供该方法，其中第一晶体管存储电荷以在所述分流所述电流流动期间，并且优选地在如上所述的接收偏置信号的任何禁止期间维持所述第一晶体管接通。
还可以提供该方法，其中第一晶体管外部的电容器存储电荷以在所述分流所述电流流动期间，并且优选地在如上所述的接收偏置信号的任何禁止期间维持所述第一晶体管接通。
还可以提供该方法，其中连接到所述第一晶体管的控制线路的偏置电路在所述分流所述电流的流动期间维持所述第一晶体管接通。因此，可以提供上述禁止不发生的DC基极/栅偏置实施例。
还可以提供该方法，其中所述分流包括接通所述传导路径以通过所述传导路径将所述电流传导到所述电荷存储装置。这可以包括接通传导路径中的开关或前向偏置传导路径中的二极管。在实施例中，传导路径的接通本身可以允许电流流动的分流。
还可以提供该方法，其中所述分流包括：从所述传导路径分离参考电压线路，从而因此允许所述电流通过所述传导路径流到所述电荷存储装置。例如，该分流可以包括断开第二功率开关以从参考电压分离第一功率开关并且因此允许第一晶体管的电流流动(例如，发射极或源电流)被分流到电荷存储装置。在实施例中，第一功率开关从参考电压的分离可以引起相对于所述电荷存储装置的所述第一功率开关上的电压改变以因此允许所述电流流到所述电荷存储装置，例如，第一功率开关上的电压变化前向偏置半导体结二极管以允许电流通过该二极管流到电荷存储装置；替代地，传导路径中的开关可以用于允许该电压改变。
还可以提供该方法，其中所述分离包括在所述第一晶体管接通时断开所述第二晶体管。
还可以提供该方法，其中至少第一晶体管是双极晶体管，例如，BJT，IGBT等等，并且其中所述分流包括分流双极晶体管的发射极电流以通过传导路径流到电荷存储装置。
还可以提供该方法，其中所述至少第一晶体管是场效应晶体管(FET)，例如，JFET，MOSFET等等，并且其中所述分流包括分流FET的源电流以通过传导路径流到电荷存储装置。优选地，参考电压线路从传导路径的上述分离包括断开第二晶体管以从参考电压线路分离FET源终端，在第一晶体管接通时断开第二晶体管使得FET的源电流流到电荷存储装置。
还可以提供该方法，其中电感部件是变压器或连接的电感器，该方法优选地还包括从所述变压器或连接的电感器的辅助绕组充电所述电荷存储装置。
还可以提供该方法，其中所述切换控制器控制所述第一晶体管的切换。
还可以提供一种存储计算机程序指令的存储介质，该计算机程序指令用来将可编程处理设备编程成可用于执行该方法。
根据第二改进，提供一种充电电路，该充电电路用来供应电荷到电荷存储装置以便提供功率到开关模式功率变换器(SMPC)的切换控制器，该SMPC包括：具有绕组的电感部件，该绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收功率；切换电路，该切换电路包括第一和第二切换晶体管，所述第一晶体管被串联连接在所述绕组和所述第二晶体管之间并且用来接收绕组电路，其中所述绕组电流是从所述绕组获取的电流；切换控制器，该切换控制器用来控制所述第二晶体管的切换；和电荷存储装置，该电荷存储装置被连接用来提供功率到所述切换控制器，该充电电路包括：电流分流电路，该电流分流电路用来将所述绕组电流从第一晶体管传导到所述电荷存储装置；和所述第二晶体管，所述第二晶体管被布置用来以可控制的方式从所述电流分流电路分离参考电压线路以允许所述绕组电流通过所述电流分流电路流到所述电荷存储装置。
关于第一改进类似地，供应电荷到电荷存储装置以便提供功率到SMPC的切换控制器优选地在“正常”操作期间和/或在启动期间进行。
电流分流电路可以替代地被称为传导路径，且/或电荷存储装置可以替代地被称为电荷存储库。通常，电荷存储装置包括至少电容器。
第二晶体管可以是参考分离开关，该参考分离开关可用于基本上断开以允许相对于电荷存储装置上的电压的第一晶体管(例如，BJT发射极或MOS源)的终端上的电压变化，从而因此允许电流流向电荷存储装置，特别地其中需要电流分流电路中的二极管的前向偏置来接通到该存储装置的传导路径。
还可以提供充电电路，该充电电路包括偏置分离开关，该偏置分离开关用来以可控制的方式从偏置输出线路(优选地为切换控制器的输出线路)基本上分离所述第一晶体管的控制线路，该偏置输出线路用来输出电荷到所述第一晶体管。因此，偏置线路通常可以用来以可控制的方式供应电荷到第一晶体管控制终端。在实施例中，偏置线路仅用于偏置接通第一晶体管持续第一晶体管的接通时间的一些，该第一晶体管的接通时间可以不是与第二晶体管的接通时间完全相同的时间间隔。
还可以提供充电电路，其中第一晶体管被布置用来当所述第一晶体管的控制线路通过所述偏置分离开关与偏置输出线路分离时存储电荷以便延迟第一晶体管的断开使得第一晶体管传导所述绕组电流到所述电流分流电路。该电荷控制模型提供这种电荷存储效果的一些深刻理解。例如，使用电荷控制模型的BJT切换的清楚描述可以在http://ecee.colorado.edu/～bart/book/book/chapter5/ch5_6.htm被找到；Chenming Hu的Modern Semiconductor Devices for Integrated Circuits的章节8.10(http:// www.eecs.berkeley.edu/～hu/Chenming-Hu_ch8.pdf)中给出视觉模拟。这种引证可以帮助理解BJT电荷存储机制，其电容可以随着BJT操作条件而改变。有利地，用来延迟断开的由第一晶体管的这种电荷存储在第一晶体管中(例如，在BJT的基极区域中；在MOSFET的栅电容中)被内部地或固有地实现。
另外地或替代地，还可以提供充电电路，其中第一晶体管外部的电容器被布置用来当所述第一晶体管的控制线路通过所述控制分离开关或偏置分离开关与偏置输出线路分离时存储电荷以便延迟第一晶体管的断开使得第一晶体管传导所述绕组电流到所述电流分流电路。这种电容器可以是离散的电容器并且单独地或与第一晶体管的内部的或固有的电容结合地用于延迟断开的目的。
还可以提供充电电路，其中所述电流分流电路包括半导体结(例如，二极管)，该半导体结被构造用来当被前向偏置时传导所述分流的绕组电流。
还可以提供充电电路，其中所述电流分流电路包括开关(例如，BJT或MOSFET)，该开关可用于接通以传导所述分流的绕组电流。
还可以提供充电电路，其中至少第一晶体管是双极晶体管，并且其中所述第二晶体管可用于在双极晶体管接通时从参考电压线路(例如，接地干线)分离双极晶体管发射极终端，从而因此通过电流分流电路(例如，包括二极管和/或开关)将双极晶体管的发射极电流分流到电荷存储装置。
还可以提供充电电路，其中至少第一晶体管是场效应晶体管(FET，例如MOSFET)，并且其中所述第二晶体管可用于在FET接通时从参考电压线路分离FET源终端，从而因此通过电流分流电路将FET的源电流分流到电荷存储装置。
还可以提供一种SMPC，该SMPC包括充电电路。
还可以提供SMPC，其中电感部件包括变压器或连接的电感器，并且所述电荷存储装置包括电容器，该电容器被构造用来从所述变压器或连接的电感器的辅助绕组接收电荷。
SMPC可以是例如正激、回扫、降压、升压或升降压变换器。
根据第三改进，提供一种充电电路，该充电电路用来供应电荷到电荷存储装置以便提供功率到开关模式功率变换器(SMPC)的切换控制器，该SMPC具有：具有绕组的电感部件，该绕组被连接用来从到所述SMPC的输入接收功率；切换电路，该切换电路包括第一和第二切换晶体管，所述第一晶体管被串联连接在所述绕组和所述第二晶体管之间；切换控制器，该切换控制器用来控制所述第二晶体管的切换；和电荷存储装置，该电荷存储装置用来提供功率到所述切换控制器，该充电电路包括：用来从所述绕组通过所述第一晶体管传导电流的装置；和用来通过传导路径将所述电流分流到所述电荷存储装置的装置。
关于第一和第二改进类似地，供应电荷到电荷存储装置以便提供功率到SMPC的切换控制器优选地在“正常”操作期间和/或在启动期间进行。
还可以提供充电电路，该充电电路包括用来禁止在所述第一晶体管的控制线路上接收偏置信号以便输出电荷到所述第一晶体管的装置。
还可以提供充电电路，其中用来传导电流的所述装置用来在所述禁止期间通过所述第一晶体管从所述绕组传导电流，例如，至少只要如上所述在任何禁止期间第一功率开关保持接通。
根据第四改进，提供一种存储代码的存储介质，该代码可用于控制晶体管切换以实现电荷存储装置的充电，从而为开关模式功率变换器(SMPC)的切换控制器提供功率，该SMPC包括主和次晶体管和绕组，次晶体管连接在主晶体管和参考电压之间，该代码当运行时用来控制主和次晶体管接通以允许电流从该绕组传导到参考电压；然后断开次晶体管同时允许主晶体管保持接通，从而因此允许电流从所述主晶体管通过传导路径分流到所述电荷存储装置。在实施例中，该存储介质可以是切换控制器。
毫无疑问，本领域技术人员将想到许多其它有效替代物。应当理解，本发明不限于描述的实施例并且包括位于所附权利要求的精神和范围内的对本领域技术人员来说显然的修改。
Claims (18)
1.一种用于开关模式功率变换器SMPC的切换控制电路，所述开关模式功率变换器SMPC具有：具有绕组的电感部件，所述绕组被连接用来从到所述开关模式功率变换器SMPC的输入接收电能；双极晶体管，所述双极晶体管被连接用来控制所述绕组中的电流流动；辅助功率干线；电荷存储装置，所述电荷存储装置用来通过辅助干线供应电能到切换控制电路以便驱动所述双极晶体管；和引导电路，所述引导电路用来从到所述双极晶体管的输入释放电流，从而因此提供放大的电流到所述电荷存储装置，所述切换控制电路包括：
基极电流线路，所述基极电流线路用来连接到所述双极晶体管的基极终端；发射极电流线路，所述发射极电流线路用来连接到所述双极晶体管的发射极终端；辅助线路，所述辅助线路用来连接到所述辅助功率干线；和至少一个参考线路，所述至少一个参考线路用来连接到参考电压；
基极电流开关，所述基极电流开关被构造用来以可控制的方式将基极电流源连接到所述基极电流线路；
发射极电流开关，所述发射极电流开关被构造用来以可控制的方式将所述发射极电流线路连接到所述参考线路；
引导元件，所述引导元件用来从所述发射极电流线路释放电流到所述辅助线路，所述引导元件还可用于根据电流或电压偏置阻塞所述电流；
基极放电开关，所述基极放电开关被构造用来以可控制的方式从所述基极电流线路释放电流到所述参考线路；和
附加基极驱动线路，所述附加基极驱动线路用来连接到串联电路，所述串联电路包括串联连接的附加基极驱动电阻器和电流控制元件，所述串联电路用来从所述输入释放电流到所述基极终端，所述电流控制元件用来阻塞从所述引导电路到所述附加基极驱动电阻器的电流流动。
2.如权利要求1所述的切换控制电路，包括所述附加基极驱动电阻器和连接到所述附加基极驱动线路的电流控制元件的至少一个。
3.如权利要求1或2所述的切换控制电路，其中所述附加基极驱动线路被添加到所述基极电流线路。
4.如权利要求1所述的切换控制电路，具有封装，所述封装包括具有所述切换控制电路的集成电路，并且包括至少所述串联电路的所述附加基极驱动电阻器，其中至少所述附加基极驱动电阻器在所述封装外部。
5.如权利要求1所述的切换控制电路，其中所述电流控制元件包括二极管，当所述电压偏置反向偏置所述二极管时所述二极管用来执行所述阻塞。
6.如权利要求1所述的切换控制电路，其中所述电流控制元件包括附加基极驱动开关，所述附加基极驱动开关被构造用来接收所述电流或电压偏置作为控制信号，所述附加基极驱动开关可控制用来根据所述控制信号执行所述阻塞。
7.如权利要求6所述的切换控制电路，其中所述切换控制电路被构造用来同步所述基极电流开关和所述附加基极驱动开关的切换以同时接通以允许电流流到基极线路。
8.如权利要求6所述的切换控制电路，其中所述切换控制电路被配置为基于监视所述开关模式功率变换器SMPC控制切换所述基极电流开关和所述附加基极驱动开关的定时。
9.如权利要求8所述的切换控制电路，其中所述监视包括监视所述辅助功率干线上和/或所述双极晶体管的终端上的信号，所述切换控制电路由此可用于调节从所述开关模式功率变换器SMPC的输出功率。
10.如权利要求1所述的切换控制电路，包括充电电路，所述充电电路用来供应电荷到所述电荷存储装置以便提供电能到所述开关模式功率变换器SMPC的切换控制器，所述开关模式功率变换器SMPC包括：所述具有绕组的电感部件，所述绕组被连接用来从到所述开关模式功率变换器SMPC的输入接收电能；切换电路，所述切换电路包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管是所述双极晶体管并被串联连接在所述绕组和所述第二晶体管之间并且用来接收绕组电路，其中绕组电流是从所述绕组获取的电流；切换控制器，所述切换控制器用来控制所述第二晶体管的切换；和所述电荷存储装置，所述电荷存储装置被连接用来提供电能到所述切换控制器，所述充电电路包括：电流分流电路，所述电流分流电路用来将所述绕组电流从所述第一晶体管传导到所述电荷存储装置；和所述第二晶体管，所述第二晶体管被布置用来以可控制的方式从所述电流分流电路分离参考电压线路以允许所述绕组电流通过所述电流分流电路流到所述电荷存储装置。
11.如权利要求1所述的切换控制电路，其中通过所述串联电路的所述释放电流包括从所述输入通过所述辅助功率干线释放电流。
12.如权利要求1所述的切换控制电路的开关模式功率变换器SMPC，其中所述开关模式功率变换器SMPC是回扫、正激或升压变换器。
13.一种提供附加基极驱动到开关模式功率变换器SMPC的双极晶体管的方法，所述开关模式功率变换器SMPC具有：具有绕组的电感部件，所述绕组被连接用来从到所述开关模式功率变换器SMPC的输入接收电能；双极晶体管，所述双极晶体管被连接用来控制所述绕组中的电流流动；辅助功率干线；电荷存储装置，所述电荷存储装置用来通过所述辅助功率干线供应功率到具有基极电流开关的切换控制器以控制到所述双极晶体管的电流驱动；和引导电路，所述引导电路用来从到所述双极晶体管的输入释放电流，从而提供放大的电流到所述电荷存储装置，所述开关模式功率变换器SMPC具有串联电路，所述串联电路包括串联连接的附加基极驱动电阻器和附加基极驱动开关，所述串联电路用来从所述输入释放电流到所述双极晶体管的基极终端，所述附加基极驱动开关用来阻塞从所述引导电路到所述附加基极驱动电阻器的电流流动，
所述方法包括：
接通所述基极电流开关以允许基极电流贯穿接通时段传到所述双极晶体管；和
驱动所述附加基极驱动开关接通持续所述接通时段的至少一部分，从而附加所述基极电流以驱动所述双极晶体管接通。
14.如权利要求13所述的方法，包括：
贯穿断开时段控制所述双极晶体管断开；和
在所述断开时段的至少一部分中，驱动所述附加基极驱动开关使其接通，以允许从所述辅助功率干线通过所述附加基极电流电阻器的电流流动来减小所述辅助功率干线上的电压。
15.如权利要求13或14所述的方法，包括监视所述辅助功率干线上的电压，并且包括：
当所述辅助功率干线上的电压在阈值电压之上时，在断开时段的至少一部分中，实现所述驱动所述附加基极驱动开关使其接通。
16.如权利要求14所述的方法，包括当所述辅助功率干线上的电压在阈值电压之下时，在所述断开时段的至少一部分中，禁止驱动所述附加基极驱动开关使其接通。
17.如权利要求13或14所述的方法，包括提供电能到所述开关模式功率变换器SMPC的切换控制器的方法，所述开关模式功率变换器SMPC具有：
具有绕组的所述电感部件，所述绕组被连接用来从到所述开关模式功率变换器SMPC的输入接收电能；
切换电路，所述切换电路包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管是所述双极晶体管并被串联连接在所述绕组和所述第二晶体管之间；
所述切换控制器，所述切换控制器用来控制所述第二晶体管的切换；和
所述电荷存储装置，所述电荷存储装置用来提供电能到所述切换控制器，
所述方法包括：
建立从所述绕组通过所述第一晶体管的电流的流动；和
通过传导路径将所述电流分流到所述电荷存储装置。
18.如权利要求13或14所述的方法，其中通过所述串联电路的所述释放电流包括从所述输入通过所述辅助功率干线释放电流。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20190419 |