CN104680998B - 一种源极驱动器及液晶显示装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种源极驱动器及液晶显示装置，包括：控制器、信号处理器、补偿器、第一开关和电源；信号处理器将接收解码后的数字视频信号转换为伽马电压值；控制器根据栅线的扫描方式和补偿器的补偿方式，控制补偿器所处的工作状态以及通过控制第一开关的闭合与断开来相应控制信号处理器与外接的数据线导通与断开，使得所述液晶显示装置中偶数行栅线驱动的像素的跳变电压与奇数行栅线驱动的像素的跳变电压相同；补偿器按照设定的补偿方式将输入自身的补偿电压值与所述伽马电压值进行运算。采用本发明实施例的方案，可避免液晶显示装置的显示质量因不同栅线驱动的像素的跳变电压不同而降低。

Description

一种源极驱动器及液晶显示装置

技术领域

本发明涉及液晶显示器件制造技术领域，尤其涉及一种源极驱动器及液晶显示装置。

背景技术

使用Dual Gate+Pre-charge(双栅线+预充电)技术，是针对现有TFT-LCD(ThinFilm Transistor-Liquid Crystal Display，薄膜晶体管-液晶显示器)的制作上新开发的降低制作TFT-LCD成本的同时不降低TFT-LCD显示质量的技术。这是因为：使用Dual Gate技术，可以减少价格较高的Source Driver IC(源极驱动集成电路)的使用量，降低成本，但这会导致栅线数量增多，在一帧画面的扫描时间通常为固定的情况下，每个栅线的充电时间缩短，这就使得像素的充电不足。在此种情况下，提出了Pre-charge(预充电)技术，预先给栅线进行充电，进而增加了每条栅线的充电时间，可以解决大尺寸TFT-LCD栅线数量增多时，按照原有的逐行扫描方式，每一条栅线的充电时间相应缩短而会造成充电不足的问题。

但是发明人发现，同时使用Dual Gate+Pre-charge技术，由于不同栅线驱动的像素的跳变电压不同，其中，所述跳变电压是指由于栅线电压变化造成的像素电位的变化量，因此会带来TFT-LCD的显示出现闪烁、色偏、残像等不良现象。

发明内容

本发明实施例提供一种源极驱动器及液晶显示装置，用以解决TFT-LCD的显示质量因不同栅线驱动的像素的跳变电压不同而降低的技术问题。

本发明实施例提供的源极驱动器及液晶显示装置具体如下：

一种源极驱动器，包括：控制器、信号处理器、补偿器、第一开关和电源；

所述信号处理器，用于接收解码后的数字视频信号，将数字视频信号转换为模拟视频信号，以及将该模拟视频信号转换为伽马电压值；

所述控制器，用于根据栅线的扫描方式和补偿器的补偿方式，控制补偿器所处的工作状态以及通过控制第一开关的闭合与断开来相应控制信号处理器与外接的数据线导通与断开，使得所述液晶显示装置中偶数行栅线驱动的像素的跳变电压与奇数行栅线驱动的像素的跳变电压相同，其中，扫描方式包括正向扫描和反向扫描，补偿方式包括：相加补偿和相减补偿，所处的工作状态包括处于工作状态和处于不工作状态；

所述补偿器，用于按照设定的补偿方式将输入自身的补偿电压值与所述伽马电压值进行运算，所述补偿电压值为奇数行栅线驱动的像素的跳变电压和偶数行栅线驱动的像素的跳变电压之差的绝对值，所述奇数行栅线和所述偶数行栅线驱动的像素位于同一行；

所述电源，用于为控制器、信号处理器和补偿器提供工作电压。

一种液晶显示装置，包括上述的源极驱动器。

考虑到不同的栅线扫描方向，驱动同一行的像素的一对栅线的跳变电压不同，并且可以采用不同的补偿方式进行补偿，因此，在本发明实施例的方案中，采用控制器结合栅线的扫描方式和补偿器的补偿方式的不同，对补偿器的工作状态和数据信号处理的与外接的数据线的导通与否，并且通过补偿器使用补偿电压值对输入数据线的伽马电压值的补偿，该补偿电压值为奇数行栅线驱动的像素的跳变电压和偶数行栅线驱动的像素的跳变电压之差的绝对值，这就使得奇数栅线驱动的像素的跳变电压与补偿后的偶数栅线驱动的像素的跳变电压相同，或者偶数栅线驱动的像素的跳变电压与补偿后的奇数栅线驱动的像素的跳变电压相同，减少了使用多栅线技术和预充电技术TFT-LCD闪烁和色偏以及成残像等不良现象，提高了的液晶显示装置的显示质量。

附图说明

图1为本发明实施例提供的TFT处于打开状态时的电路示意图；

图2为本发明实施例提供的TFT处于关闭状态时的电路示意图；

图3为本发明实施例提供的单纯使用双栅线技术时的阵列基板示意图；

图4为本发明实施例提供的奇数行栅线驱动的像素的电容示意图；

图5为本发明实施例提供的奇数行栅线驱动的像素的电压变化波形示意图；

图6为本发明实施例提供的偶数行栅线驱动的像素的电容示意图；

图7为本发明实施例提供的偶数行栅线驱动的像素的电压变化波形示意图；

图8为本发明实施例提供的源极驱动器的结构示意图；

图9为本发明实施例提供的源极驱动器的电路示意图；

图10为本发明实施例提供的正常彩色显示时输出给数据线上的电压信号示意图；

图11为本发明实施例提供的正常灰阶显示时输出给数据线上的电压信号示意图；

图12为本发明实施例提供的源极驱动增加补偿电压后输出给数据线上的电压信号示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供的源极驱动器及液晶显示装置，用以解决TFT-LCD的显示质量因不同栅线驱动的像素的跳变电压不同而降低的技术问题。

为了清楚地说明本发明实施例的方案，下面首先对跳变电压的具体产生原因、跳变电压的计算、使用Dual Gate+Pre-charge技术时不同栅线驱动的像素的跳变电压不同的原因进行说明。

跳变电压的具体产生原因：

TFT及其所连接的栅线(Gate Line)、数据线(Data Line)和像素(Pixel)、公共电压(Vcom)如图1、图2所示，图1为TFT处于打开状态时的电路示意图，图2为TFT由处于打开状态转为处于关闭状态时的电路示意图，图1中的P或图2中的P’点代表了像素(一般是ITO材料)，其电位是Vp，像素和TFT基板上的栅线形成了电容Cgd(这个电容最主要是来自TFT内的漏极和栅极的上下叠加，也包含像素和栅线间的寄生电容，实际应是两个电容的代数和，只不过后者远小于前者，因此一般忽略不计)，像素和TFT基板上的Vcom线通过绝缘层介质形成了Cs，像素还通过液晶介质形成了Clc(该电容的一个电极就是像素ITO，另一个电极的位置随显示模式不同而异，对于VA和TN等模式，Clc的另一侧电极在CF表面，该电极最终会在显示区外连接到Vcom上，对于FFS(Fringe Field Switching FFS，边缘场开关)、IPS(In-Plane Switching，平面转换)模式，Clc的另一侧电极与Cs相同，就是Vcom Line)，也就是说，Cs和Clc可以看作是两个并联电容，都是一侧电极为像素ITO，另一侧电极为Vcom线。

当栅线是高电压(Vgh)状态时，TFT为打开(ON)，数据线在ON的时间范围内给像素充电，使得像素的电位与外加的数据线电位尽可能一致，此时P点的电位值为Vp1；当栅线转为低电压(Vgl)时，TFT为关闭(Off)，数据线不能为像素充电，像素上的电荷也不能泄露，全部保持在像素的各个电容上。但由于栅线电压从Vgh变为Vgl，这样Cgd上存储的电荷量要发生变化；像素各电容上的总电荷量是不变的，栅线电压的变化带来的是总电荷在各个电容上的重新分配，分配的结果是P点的电位发生了变化，从Vp1变成了Vp2。也即像素电容上的电压从Vp1跳变到了Vp2，ΔVp＝Vp1-Vp2。

实际驱动液晶动作从而达到显示的有效电压是像素电位与Vcom电位的差，由于Vcom一旦设定后就不再变动成为定值，因此像素电位的高低就决定了像素电压的大小。

由在栅线驱动下，TFT在打开状态各电容上的总电荷量Q1和关闭状态下的像素的各电容上的总电荷量Q2不变，可以计算像素的跳变电压，具体计算如下：

Q1＝Cgd(Vgh-Vp1)+(Cs+Clc)(Vcom-Vp1) (1)

Q2＝Cgd(Vgl-Vp2)+(Cs+Clc)(Vcom-Vp2) (2)

将上述公式(1)右边部分和公式(2)右边部分构成等式，整理可得：

ΔVp＝ΔVg*Cgd/(Cgd+Cs+Clc) (3)

其中，公式(3)中，ΔVg是栅线电压变化量(Vgh-Vgl)，各行栅线的ΔVg是相同的，而各个像素的Cgd、Clc、Cs设计上也是相同的，因此在正常驱动下，不论是哪一行(奇数行或偶数行)像素的ΔVp的大小都是一样的。

接下来说明Dual gate技术、Pre-charge技术分别使用时像素的跳变电压的情况。

对于单纯使用Dual gate技术的设计，以图3所示为例，这种情况与single gate(单栅线)的驱动几乎没有本质上的区别，只是栅线多增加了一倍，G1和G2可以依次打开(这种情况下充电时间缩短一半)，也可以同时打开(这种情况与single gate的驱动完全一样)，使用这种技术的好处是减少了一半数据线数量，节省了昂贵的Source Driver IC，降低了成本。

对于单纯使用Pre-charge技术的设计，奇数行栅线所连像素还在充电未结束时，偶数行栅线就已打开加入高电压，当奇数行栅线转为低电压、TFT关闭时，偶数行仍保持在高电压充电状态；同理当偶数行转为低电压、TFT关闭时，它下一行的奇数行栅线也早已打开，保持在高电压充电状态。

尽管在上一行像素TFT关闭时，下一行像素TFT早已打开，但对于单栅线(singlegate)设计，上一行像素和下一行像素之间没有电容，因此行与行之间没有电压耦合，互不影响。

以上两种情况，奇数行栅线驱动的像素和偶数行栅线驱动的像素的ΔVp电压都是相同的，且也都和single gate技术设计相同。

但在Dual gate+Pre-charge合在一起的情况下，奇数行栅线驱动的像素和偶数行栅线驱动的像素的ΔVp电压就不一样了。

还是以上图3为例，图3中的r1、b1、g2接在G1上，g1、r2、b2接在G2上，当G1和G2电压发生变化时，由于g1、b1是同一行的邻近像素，相互之间有电容耦合，使得g1和b1的ΔVp不一样，同理对于r2、g2……，即奇数行和偶数行所驱动的像素的ΔVp不一样，奇数行栅线驱动的像素的ΔVp是一个值，偶数行栅线驱动的像素的ΔVp是另一个值。

详细计算如下：

对于同时使用Dual gate和Pre-charge技术情况下，必须得同时考虑同一组栅线(以G1和G2为例)的电压高低对像素电位的影响。

对于奇数行(G1)栅线驱动的像素，其电容如图4所示，相应的电压变化波形如图5所示；

对于偶数行(G2)栅线驱动的像素，其电容如图6所示，其相应的电压变化波形如图7所示；注意是同行像素之间耦合(不同行之间由于栅线和像素距离太远，并且中间还间隔Vcom线等，不产生耦合)，所以影响G2所连像素的是G1，而不是G3。

(1)对于奇数行栅线驱动的像素，当G1从Vgh变为Vgl时，像素的电位要发生一次跳变，从Vp1变为Vp2(注意此时G2一直保持为Vgh)。

此时，奇数行栅线驱动的像素在TFT处于打开状态下各电容上的总电荷量Q3和处于关闭状态下的像素的各电容上的总电荷量Q4相同，可以计算奇数行栅线驱动的像素的跳变电压：

Q3＝Cgd(Vgh-Vp1)+(Cs+Clc)(Vcom-Vp1)+Cpg(Vgh-Vp1) (4)

Q4＝Cgd(Vgl-Vp2)+(Cs+Clc)(Vcom-Vp2)+Cpg(Vgh-Vp2) (5)

上式中的Cpg(Vgh-Vp2)部分就是由于采用Dual gate和Pre-charge技术后多出来的，由Q3＝Q4，整理公式(4)和公式(5)得：

(Cgd+Cs+Clc+Cpg)(Vp1-Vp2)＝Cgd(Vgh-Vgl) (6)

整理上述公式(6)得到：

ΔVp＝ΔVg*Cgd/(Cgd+Cs+Clc+Cpg) (7)

但当偶数行栅线G2从V gh变为Vgl时，奇数行栅线驱动的像素的电位还要在发生一次跳变，从Vp2变为Vp3(注意此时G1一直保持为Vgl)，此时跳变后的总电荷量Q5如下：

Q5＝Cgd(Vgl-Vp3)+(Cs+Clc)(Vcom-Vp3)+Cpg(Vgl-Vp3) (8)

由于跳变前后像素的各电容电荷总量相同，因此，跳变前的总电荷量Q4＝Q5；由上述公式(5)和公式(8)得到公式(9)：

(Cgd+Cs+Clc+Cpg)(Vp2-Vp3)＝Cpg(Vgh-Vgl) (9)

对公式(9)整理得：

ΔVp’＝ΔVg*Cpg/(Cgd+Cs+Clc+Cpg) (10)

所以对于奇数行栅线驱动的像素，总的跳变电压＝ΔVp+ΔVp’＝ΔVg*(Cgd+Cpg)/(Cgd+Cs+Clc+Cpg)；

(2)对于偶数行栅线驱动的像素，当G1从Vgh变为Vgl时，因为偶数行还在充电进行中，因此对偶数行栅线驱动的像素的电位没影响；当G2从Vgh变为Vgl时，要发生一次跳变，从Vp1变为Vp2(注意此时G1一直保持为Vgl)。

同样，由偶数行栅线驱动的像素的TFT处于打开状态下各电容上的总电荷量Q7和处于关闭状态下的像素的各电容上的总电荷量Q8相同，可以计算偶数行栅线驱动的像素的跳变电压：

Q6＝Cgd(Vgh-Vp1)+(Cs+Clc)(Vcom-Vp1)+Cpg(Vgl-Vp1) (11)

Q7＝Cgd(Vgl-Vp2)+(Cs+Clc)(Vcom-Vp2)+Cpg(Vgl-Vp2) (12)

由Q6＝Q7，整理得到公式(13)：

(Cgd+Cs+Clc+Cpg)(Vp1-Vp2)＝Cgd(Vgh-Vgl) (13)

对公式(13)进一步整理得到公式(14):

ΔVp＝ΔVg*Cgd/(Cgd+Cs+Clc+Cpg) (14)

而后面的G3与G2驱动的像素距离太远，无耦合，因此偶数行栅线驱动的像素只有这一个ΔVp。

对比奇数行和偶数行栅线驱动的像素的跳变电压，可知两者是不一样的，

相差了ΔVp’＝ΔVg*Cpg/(Cgd+Cs+Clc+Cpg)； (15)

需要说明的是，上述公式(3)、(7)、(10)、(14)和(15)中涉及到的*符号为是乘法符号。

通过上述论述可知，奇数行和偶数行栅线驱动的像素的跳变电压是不一样的。具体的，奇数行栅线驱动的像素的ΔVp和偶数行栅线驱动的像素的ΔVp之间的大小，取决于驱动方式，即栅线扫描方式。例如，一个使用dual gate技术的显示器有N条栅线(N是偶数)，如果扫描栅线方式是正向扫描，按照从G1→G_N的顺序(即先从奇数行开始)，则奇数行的ΔVp更大；如果是反向方式扫描，即扫描顺序是按照从G_N→G1的顺序(即先从偶数行开始)，则偶数行栅线驱动的像素的ΔVp更大。同一行显示像素分别是由两行栅线控制(这两行栅线为一对)，每一对栅线，哪个先被扫描，其所连接控制或驱动的像素的ΔVp就越大。

为了对驱动像素的跳变电压进行补偿，本发明实施例的基本思想为减小对跳变电压大的栅线行(奇数栅线行或偶数栅线行)驱动的像素输入的伽马电压或者增大跳变电压小的栅线行驱动的像素输入的伽马电压，进而达到各栅线行驱动的像素的跳变电压相同的效果。

基于上述针对跳变电压的分析，本发明实施例提供了一种源极驱动器，如图8所示，包括：信号处理器81、控制器82、补偿器83、第一开关84和电源85；

所述信号处理器81，用于接收解码后的数字视频信号，将数字视频信号转换为模拟视频信号，以及将该模拟视频信号转换为伽马电压值；

所述控制器82，用于根据栅线的扫描方式和补偿器的补偿方式，控制补偿器所处的工作状态以及通过控制第一开关的闭合与断开来相应控制信号处理器与外接的数据线导通与断开，使得所述液晶显示装置中偶数行栅线驱动的像素的跳变电压与奇数行栅线驱动的像素的跳变电压相同，其中，扫描方式包括正向扫描和反向扫描，补偿方式包括：相加补偿和相减补偿，所处的工作状态包括处于工作状态和处于不工作状态；

所述补偿器83，用于按照设定的补偿方式将输入自身的补偿电压值与所述伽马电压值进行运算，所述补偿电压值为奇数行栅线驱动的像素的跳变电压和偶数行栅线驱动的像素的跳变电压之差的绝对值，所述奇数行栅线和所述偶数行栅线驱动的像素位于同一行；

这里，由于采用了双栅线技术，因此，相邻的奇数行栅线和偶数行栅线共同控制一行像素，例如：对于采用双栅线技术的液晶显示装置，假设具有2N条栅线(采用双栅线技术的液晶显示装置的栅线条数均为偶数)，则第1条栅线和第2条栅线控制一行像素，第3条栅线和第4条栅线控制一行像素……

所述电源85，用于为控制器、信号处理器和补偿器提供工作电压。

所述控制器有以下两种实现方式：

实现方式(一)：

所述控制器，具体用于在所述栅线的扫描方式为正向扫描且补偿方式为相加补偿，或者所述栅线的扫描方式为反向扫描且补偿方式为相减补偿时，在奇数行栅线被扫描时，闭合第一开关并同时控制所述补偿器处于不工作状态，在偶数行栅线被扫描时，断开第一开关并同时控制所述补偿器处于工作状态。

此种实现方式(一)下，具体的，所述控制器包括：逻辑电路和第二开关；所述逻辑电路，包括输出端、用于接收帧起始STV信号的第一输入端和用于接收栅线使能CPV信号的第二输入端；

所述逻辑电路，具体用于在接收的STV信号脉冲到来时，清零计数器，在接收的CPV信号的各脉冲上升沿到来计数器的计数值加1，在计数器的计数值为奇数时，输出第一电平信号，在计数器的计数值为偶数时，输出第二电平信号；

所述第二开关，用于在接收到第一电平信号时，断开所述补偿器与所述电源的连接，在接收到第二电平信号时，导通所述补偿器与所述电源的连接；

所述第一开关，具体用于在接收到第一电平信号时，导通信号处理器与外接的数据线的连接，在接收到第二电平信号时，断开信号处理器与数据线的连接。

实现方式(二)：

所述控制器，具体用于在栅线的扫描方式为正向扫描且补偿方式为相减补偿，或者栅线的扫描方式为反向扫描且补偿方式为相加补偿时，在奇数行栅线被扫描时，断开第一开关并同时控制所述补偿器处于工作状态，在偶数行栅线被扫描时，闭合第一开关并同时控制所述补偿器处于不工作状态。

此种实现方式(二)下，具体的，所述控制器包括：逻辑电路和第二开关；所述逻辑电路，包括输出端、用于接收帧起始STV信号的第一输入端和用于接收栅线使能CPV信号的第二输入端；

所述逻辑电路，具体用于在接收的STV信号脉冲到来时，清零计数器，在接收的CPV信号的各脉冲上升沿到来计数器的计数值加1，在计数器的计数值为奇数时，输出第二电平信号，在计数器的计数值为偶数时，输出第一电平信号；

所述第二开关，用于在接收到第一电平信号时，断开所述补偿器与所述电源的连接，在接收到第二电平信号时，导通所述补偿器与所述电源的连接；

所述第一开关，具体用于在接收到第一电平信号时，导通信号处理器与外接的数据线的连接，在接收到第二电平信号时，断开信号处理器与数据线的连接。

上述两种实现方式中，也即为逻辑电路根据当前扫描的栅线的奇偶，控制第一开关和第二开关交替地切换闭合状态和断开状态，并且第一开关和第二开关处于闭合状态和处于断开状态的时长与每一栅线被扫描的时长相同；

无论是上述实现方式(一)下还是实现方式(二)下的具体实现方式，所述源极驱动器的电路结构示意图均可由图9表示。

具体的，所述补偿电压是通过测试得到的，具体测试方法如下：

步骤A：确定用于测试液晶显示装置闪烁程度的只有奇数行栅线驱动像素显示的画面和只有偶数行栅线驱动像素显示的画面；

步骤B：针对只有奇数行栅线驱动像素显示的画面，确定该画面中心点的最小闪烁值对应的第一公共电压值；并

步骤C：针对只有偶数行栅线驱动像素显示的画面，确定该画面中心点的最小闪烁值对应的第二公共电压值；

步骤D：将第一公共电压值和第二公共电压值之差的绝对值作为补偿电压值。

具体的，可以使用CA310设备监控上述画面的闪烁值的变化，以便监测到最小闪烁值。

具体的，在栅线的扫描方式为正向扫描时，所述第一公共电压值大于第二公共电压值；在栅线的扫描方式为反向扫描时，所述第一公共电压值小于第二公共电压值；

这里的奇数行栅线驱动的像素的公共电压值与偶数行栅线驱动的像素的公共电压之差即体现了奇数行栅线驱动的像素的跳变电压与偶数行栅线驱动的像素的跳变电压之差。

进一步的，所述第一开关为N型晶体管并且所述第二开关为P型晶体管，或者所述第一开关为P型晶体管并且所述第二开关为N型晶体管。

此外，所述上述补偿电压值可从液晶显示装置的时序控制器T-CON中产生。

下面通过图10所示的正常彩色显示和图11所示的正常灰阶显示输出给数据线上的电压信号，对图12中对使用本发明实施例中的源极驱动增加补偿电压后输出给数据线上的电压信号的说明：

首先了解正常彩色显示与正常灰阶显示下数据线信号的差别：(以下说明是以数据线列反转的情况下进行说明，之所以是以数据线列反转情况来说明，原因是第一：这种情况比较容易图示说明，而点反转和行反转原理是相同的，但画图说明相对复杂；第二：列反转相对其它反转模式，可以提高充电能力，而使用Dual gate+pre_charge技术的目的，就是为了提高充电能力，因此使用Dual gate+pre_charge技术的产品，一般都是搭配数据线列反转技术)。

对于正常彩色显示，如图10所示，在正帧时间内，数据线的电压信号相对于公共电压的差，都是正值，在t1时间内给第一行栅线驱动的像素充正电压V1，在t2时间内给第二行栅线驱动的像素充正电压V2……不同的电压导致像素亮度不同，从而达到彩色显示；扫描全部栅线后，转为负帧，即数据线的电压信号相对于公共电压的差为负值，在t1时间内给第一行栅线驱动的像素充负电压V1’，在t2时间内给第二行栅线驱动的像素充负电压V2’……并且有

|V1-Vcom|＝|V1’-Vcom|，|V2-Vcom|＝|V2’-Vcom|……

即对于同一个像素(同列且同行)，在正帧和负帧所加的电压，与公共电压Vcom的差的绝对值是相等的。

正常灰阶显示下数据线上的信号如下：

由于灰阶显示时，所有行像素的透过率是一样的，因此在不考虑跳变差异的情况下，所加电压也是相同的，即数据线上的电压在同一帧内时恒定不变的，为一条直线。如图11所示。

由于奇数行和偶数行的跳变电压不同，因此要想达到同一灰阶亮度显示，奇数行像素和偶数行栅线驱动的像素不能施加相同的电压，需要对其中的一种像素施加补偿电压从而达到和另一种像素的显示效果一致。

如图12所示，在t1、t3、t5……时间内，给奇数行栅线驱动的像素充电，在t2、t4、t6……时间内，给偶数行栅线驱动的像素充电，两者存在一个固定的电压差，这个电压差就是本发明实施例外加进去的补偿电压。这个补偿电压值可正可负，取决于是以跳变电压大的像素为基准去补偿，还是以跳变电压小的像素为基准去补偿。在上述补偿器为加法器时，如果是以奇数行电压为基准，则需要在所有的偶数行的电压信号上通过加法器加上一个负电压，使加在偶数行栅线驱动的像素的电压变小，这样由于偶数行栅线驱动的像素自身的跳变电压较小，可以和奇数行像素最终的电压一致；如果是以偶数行电压为基准，则需要在所有的奇数的电压信号上通过加法器加上一个正电压。

此外，本发明实施例还给出一种TFT-LCD装置，该TFT-LCD装置包括上述任一种源极驱动器。

在本发明实施例的方案中，考虑到不同的栅线扫描方向，驱动同一行的像素的一对栅线的跳变电压不同，并且可以采用不同的补偿方式进行补偿，因此，在本发明实施例的方案中，采用控制器结合栅线的扫描方式和补偿器的补偿方式的不同，对补偿器的工作状态和数据信号处理的与外接的数据线的导通与否，并且通过补偿器使用补偿电压值对输入数据线的伽马电压值的补偿，该补偿电压值为奇数行栅线驱动的像素的跳变电压和偶数行栅线驱动的像素的跳变电压之差的绝对值，这就使得奇数栅线驱动的像素的跳变电压与补偿后的偶数栅线驱动的像素的跳变电压相同，或者偶数栅线驱动的像素的跳变电压与补偿后的奇数栅线驱动的像素的跳变电压相同，减少了使用多栅线技术和预充电技术TFT-LCD闪烁和色偏以及成残像等不良现象，提高了的液晶显示装置的显示质量。

需要说明的是，本发明实施例的方案可以应用在使用双栅线技术和预充电技术的液晶显示装置中，也可以应用在其它的出现不同栅线驱动的像素的跳变电压不同的液晶显示装置中，本发明实施例并不对此进行限定。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (9)

1.一种源极驱动器，其特征在于，包括：控制器、信号处理器、补偿器、第一开关和电源；

所述信号处理器，用于接收解码后的数字视频信号，将数字视频信号转换为模拟视频信号，以及将该模拟视频信号转换为伽马电压值；

所述控制器，用于根据栅线的扫描方式和补偿器的补偿方式，控制补偿器所处的工作状态以及通过控制第一开关的闭合与断开来相应控制信号处理器与外接的数据线导通与断开，使得液晶显示装置中偶数行栅线驱动的像素的跳变电压与奇数行栅线驱动的像素的跳变电压相同，其中，扫描方式包括正向扫描和反向扫描，补偿方式包括：相加补偿和相减补偿，所处的工作状态包括处于工作状态和处于不工作状态；

所述补偿器，用于按照设定的补偿方式将输入自身的补偿电压值与所述伽马电压值进行运算，所述补偿电压值为奇数行栅线驱动的像素的跳变电压和偶数行栅线驱动的像素的跳变电压之差的绝对值，所述奇数行栅线和所述偶数行栅线驱动的像素位于同一行；

所述电源，用于为控制器、信号处理器和补偿器提供工作电压。

2.如权利要求1所述的源极驱动器，其特征在于，所述控制器，具体用于在栅线的扫描方式为正向扫描且补偿方式为相加补偿，或者栅线的扫描方式为反向扫描且补偿方式为相减补偿时，在奇数行栅线被扫描时，闭合第一开关并同时控制所述补偿器处于不工作状态，在偶数行栅线被扫描时，断开第一开关并同时控制所述补偿器处于工作状态。

3.如权利要求1所述的源极驱动器，其特征在于，所述控制器，具体用于在栅线的扫描方式为正向扫描且补偿方式为相减补偿，或者栅线的扫描方式为反向扫描且补偿方式为相加补偿时，在奇数行栅线被扫描时，断开第一开关并同时控制所述补偿器处于工作状态，在偶数行栅线被扫描时，闭合第一开关并同时控制所述补偿器处于不工作状态。

4.如权利要求1-3任一所述的源极驱动器，其特征在于，所述补偿电压值通过以下方式确定：

确定用于测试液晶显示装置闪烁程度的只有奇数行栅线驱动像素显示的画面和只有偶数行栅线驱动像素显示的画面；

针对只有奇数行栅线驱动像素显示的画面，确定该画面中心点的最小闪烁值对应的第一公共电压值；并

针对只有偶数行栅线驱动像素显示的画面，确定该画面中心点的最小闪烁值对应的第二公共电压值；

将第一公共电压值和第二公共电压值之差的绝对值作为补偿电压值。

5.如权利要求4所述的源极驱动器，其特征在于，确定用于测试液晶显示装置闪烁程度的只有奇数行栅线驱动像素显示的画面和只有偶数行栅线驱动像素显示的画面，包括：

确定用于测试液晶显示装置闪烁程度的只有奇数行栅线驱动的红、绿或蓝像素的单色画面和只有偶数行栅线驱动的红、绿或蓝像素的单色画面；或者

确定用于测试液晶显示装置闪烁程度的只有奇数行栅线驱动的红、绿、蓝像素的复合画面和只有偶数行栅线驱动的红、绿、蓝像素的复合画面。

6.如权利要求2所述的源极驱动器，其特征在于，所述控制器包括：逻辑电路和第二开关；所述逻辑电路，包括输出端、用于接收帧起始STV信号的第一输入端和用于接收栅线使能CPV信号的第二输入端；

所述逻辑电路，具体用于在接收的STV信号脉冲到来时，清零计数器，在接收的CPV信号的各脉冲上升沿到来计数器的计数值加1，在计数器的计数值为奇数时，输出第一电平信号，在计数器的计数值为偶数时，输出第二电平信号；

所述第二开关，用于在接收到第一电平信号时，断开所述补偿器与所述电源的连接，在接收到第二电平信号时，导通所述补偿器与所述电源的连接；

所述第一开关，具体用于在接收到第一电平信号时，导通信号处理器与外接的数据线的连接，在接收到第二电平信号时，断开信号处理器与数据线的连接。

7.如权利要求3所述的源极驱动器，其特征在于，所述控制器包括：逻辑电路和第二开关；所述逻辑电路，包括输出端、用于接收帧起始STV信号的第一输入端和用于接收栅线使能CPV信号的第二输入端；

所述逻辑电路，具体用于在接收的STV信号脉冲到来时，清零计数器，在接收的CPV信号的各脉冲上升沿到来计数器的计数值加1，在计数器的计数值为奇数时，输出第二电平信号，在计数器的计数值为偶数时，输出第一电平信号；

所述第二开关，用于在接收到第一电平信号时，断开所述补偿器与所述电源的连接，在接收到第二电平信号时，导通所述补偿器与所述电源的连接；

所述第一开关，具体用于在接收到第一电平信号时，导通信号处理器与外接的数据线的连接，在接收到第二电平信号时，断开信号处理器与数据线的连接。

8.如权利要求6或7所述的源极驱动器，其特征在于，所述第一开关为N型晶体管并且所述第二开关为P型晶体管，或者所述第一开关为P型晶体管并且所述第二开关为N型晶体管。

9.一种液晶显示装置，其特征在于，包括上述权利要求1-8任一所述的源极驱动器。