CN104659808B - 带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明一种带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置及方法，属于微电网技术领域，本发明使微电网逆变器在并网时能自动跟踪电网电压的幅值、频率和相角，而不必使用传统的锁相环，这样既避免了并网瞬间的冲击电流，又能缩短调节时间，保证逆变器接入微电网时，实现电压型逆变器自同步运行，实现“即插即用”的控制效果。

Description

带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置及方法

技术领域

本发明属于微电网技术领域，具体涉及一种带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置及方法。

背景技术

微电网是由多个分布式发电单元、多个逆变器、多个储能单元和多个负载组成的小型供配电网络，能够实现自我控制和自我管理；在微电网中，由于大量风能和太阳能发电单元的即时插入和切除，导致微电网中电能的随机性和波动性比较大，微电网参数和结构具有很大的不确定性；一般来说，微电网容量都比较小，惯量也比较小，动态响应比较快，是一种弱电网结构，所以微电网运行时，当分布式发电单元随机接入微电网时，势必造成大的扰动或运行点偏离正常值太远，对其稳定运行造成严重威胁；在微电网逆变器的现有控制策略中，集中控制、主从控制、下垂控制和虚拟阻抗匹配控制等，都对微电网起到了很好的控制作用；但这些控制策略在并网方面，主要以电流型逆变器控制为主，都没有涉及到电压型逆变器自同步随机插入和退出微电网问题，并且，针对弱微电网，当逆变器插入和退出微电网时，应用这些控制方法的逆变器容易造成对微电网的电流冲击，从而影响微电网稳定运行。

目前，逆变器并入微电网时主要应用锁相环(PLL)进行同步控制，对微电网电压进行锁相，然后根据微电网的电压幅值、频率和相位等信息对逆变器进行控制，使微电网和逆变器两者之间的电压幅值、频率和相位偏差在允许的范围之内，才能进行并入微电网操作；而在并入微电网运行后，同样需要锁相环对微电网电压和频率跟踪，保证逆变器输出电压和频率与微电网一致。

锁相环作为并网控制最为关键的部分，其性能直接影响整个系统的控制效果，甚至会影响系统的稳定性，由于锁相环控制系统和微电网系统都具有非线性，因此很难通过调整锁相环的控制参数来达到满意的动态性能，锁相环的动态响应过慢会影响到系统的控制效果，降低系统的稳定性；尤其是在弱微电网的情况下微电网中存在大量高次谐波，影响了锁相环的锁相精度，影响准同期控制效果，甚至可能会造成系统不稳定。

发明内容

针对现有技术的缺点，本发明提出一种带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置及方法，以达到自动跟踪电网电压幅值、频率、相位并有效减小并网瞬间冲击电流的目的。

一种带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置，该装置包括主电路、电压互感器和电流互感器，还包括控制电路和驱动电路，所述的电压互感器和电流互感器设置于主电路的输出端，电压互感器的输出端连接控制电路的第一输入端，电流互感器的输出端连接控制电路的第二输入端，控制电路的输出端连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接主电路的输入端；

所述的控制电路中包括电压控制部分、电流控制部分、DSP和FPGA；其中，电压控制部分包括电压信号隔离滤波电路、采样电路；电流控制部分包括信号变换和整形电路、电压抬升电路、滤波电路；电压信号隔离滤波电路的输入端作为控制电路的第一输入端，电压信号隔离滤波电路的输出端连接采样电路的输入端，采样电路的输出通过数据总线输入到DSP的第一输入端；电流控制部分中信号变换和整形电路的输入端作为控制电路的第二输入端，信号变换和整形电路的输出端连接电压抬升电路的输入端，电压抬升电路的输出端连接滤波电路的输入端，滤波电路的输出端连接DSP的第二输入端，DSP的输出端连接FPGA的输入端，FPGA的输出端作为控制电路的输出端。

所述的驱动电路包括第一驱动电路、第二驱动电路和第三驱动电路，并且第一驱动电路、第二驱动电路和第三驱动电路结构相同，均包括第一电源电压变换模块、第二电源电压变换模块、第三电源电压变换模块、上桥臂驱动芯片、下桥臂驱动芯片、信号电平转换芯片、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第十四电容、第十五电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第一电解电容、第二电解电容、第三电解电容、第四电解电容、第五电解电容、第一稳压二极管、第二稳压二极管、第三稳压二极管、第四稳压二极管、第五稳压二极管、第六稳压二极管、第七稳压二极管、第一二极管和第二二极管；

所述信号电平转换芯片的第一输出端同时连接第一电容的一端和上桥臂驱动芯片的驱动信号输入端，电平转换芯片的第二输出端同时连接第二电容的一端和下桥臂驱动芯片的驱动信号输入端，第一电容的另一端连接第二电容的另一端并接地；第一电源电压变换模块的输入端连接电源，第一电源电压变换模块的正极输出端同时连接第三电容的一端、第一电解电容的一端、第一稳压二极管的阴极、第一电阻的一端、第二电阻的一端、第三电阻的一端、第四电阻的一端、第五电阻的一端和第六电阻的一端；第一电源电压变换模块的负极输出端同时连接第三电容的另一端、第一电解电容的另一端和第一稳压二极管的阳极，并接地；所述的第一电阻的另一端连接上桥臂驱动芯片的报错端口，第二电阻的另一端连接上桥臂驱动芯片的准备好信号端，第三电阻的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的正电源输入端和第四电容的一端，第四电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的输入地信号端和反相驱动信号输入端，并接地；所述的第四电阻的另一端连接下桥臂驱动芯片的报错端口，第五电阻的另一端连接下桥臂驱动芯片的准备好信号端，第六电阻的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的正电源输入端和第五电容的一端，第五电容的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的输入地信号端和反相驱动信号输入端，并接地；

上桥臂驱动芯片的正电源输出端同时连接第六电容的一端、第二稳压二极管的阴极、第二电解电容的一端、第七电容的一端和第二电源电压变换模块的正极输出端；所述的第六电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的饱和保护端和第七电阻的一端，第七电阻的另一端连接第一二极管的阳极；上桥臂驱动芯片的输出端连接第八电阻的一端，第八电阻的另一端同时连接第八电容的一端和第三稳压二极管的阴极，第八电容的另一端同时连接第三稳压二极管的阳极、第九电容的一端和上桥臂驱动芯片的输出地信号端；第九电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的负电源输出端、第四稳压二极管的阳极、第三电解电容的一端、第十电容的一端和第二电源电压变换模块的负极输出端，第四稳压二极管的阴极同时连接第二稳压二极管的阳极、第三电解电容的另一端、第二电解电容的另一端、第七电容的另一端、第十电容的另一端、第二电源电压变换模块的地信号端和第三稳压二极管的阳极；

下桥臂驱动芯片的正电源输出端同时连接第十一电容的一端、第五稳压二极管的阴极、第四电解电容的一端、第十二电容的一端和第三电源电压变换模块的正极输出端；所述的第十一电容的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的饱和保护端和第九电阻的一端，第九电阻的另一端连接第二二极管的阳极；下桥臂驱动芯片的输出端连接第十电阻的一端，第十电阻的另一端同时连接第十三电容的一端和第六稳压二极管的阴极，第十三电容的另一端同时连接第六稳压二极管的阳极、第十四电容的一端和下桥臂驱动芯片的输出地信号端；第十四电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的负电源输出端、第七稳压二极管的阳极、第五电解电容的一端、第十五电容的一端和第三电源电压变换模块的负极输出端，第七稳压二极管的阴极同时连接第五稳压二极管的阳极、第四电解电容的另一端、第五电解电容的另一端、第十二电容的另一端、第十五电容的另一端、第三电源电压变换模块的地信号端和第六稳压二极管的阳极。

所述信号电平转换芯片的输入端作为驱动电路的输入端，所述的第一二极管的阴极、第八电阻的另一端、上桥臂驱动芯片的输出地信号端、第二二极管的阴极、第十电阻的另一端和下桥臂驱动芯片的输出地信号端作为驱动电路的输出端。

采用带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置进行的控制方法，包括以下步骤：

步骤1、采用电压互感器采集主电路输出端的三相电压，发送至电压信号隔离滤波电路中；同时采用电流互感器采集主电路输出端的三相电流，发送至信号变换和整形电路中；

步骤2、采用电压信号隔离滤波电路消除电压信号中的谐波信号，发送至采样电路中进行模数转换，将转换后的信号发送至DSP中；

步骤3、采用信号变换和整形电路将电流信号转换为电压信号值，发送至电压抬升电路提高电压等级，再发送至滤波电路滤除谐波和限幅，最后发送至DSP中；

步骤4、控制器对所接收的三相电压和三相电流进行处理，生成PWM信号，并发送至驱动电路，具体包括以下步骤：

步骤4-1、对三相电压和三相电流进行dq变换，实现信号由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的转换，获得有功电流、有功电压、无功电流和无功电压，并计算逆变器输出电压幅值和有功功率；

步骤4-2、将有功功率的初始值与有功功率参考值进行作差，并采用PI控制获得频率变化量，将频率变化量进行积分获得负载角的初始值，将频率变化量与微电网公共节点频率值进行求和，获得逆变器输出频率初始值；

步骤4-3、根据负载角的初始值、逆变器输出频率初始值和有功功率获得摄动电压值；

步骤4-4、将逆变器输出电压幅值与逆变器输出电压幅值参考值进行作差，并采用PI控制获得电压幅值PI控制器输出值；

步骤4-5、将摄动电压值与电压幅值PI控制器输出值进行作差获得电压控制器输出值，将电压控制器输出值进行一阶滤波，获得逆变器桥臂输出电压初始值；

步骤4-6、根据所获的负载角的初始值、逆变器输出频率初始值和逆变器桥臂输出电压初始值，获得指令电压；

步骤4-7、将逆变器输出频率初始值作为反馈值与频率参考值作差，再乘以频率下垂系数获得频率控制器输出值；

步骤4-8、将频率控制器输出值与负载角作差，获得负载角控制器输出值，并乘以负载角下垂系数获得功率波动给定值，将该功率波动给定值与有功功率参考值求和，再与实时有功功率值进行作差，采用PI控制获得实时频率变化量，将实时频率变化量与微电网公共节点频率值进行求和，获得实时逆变器输出频率，即实时对逆变器输出频率进行调节；

步骤4-9、将实时频率变化量进行积分，获得实时负载角，即实时对负载角进行调节；

步骤4-10、根据实时负载角、实时逆变器输出频率和实时有功功率，获得实时摄动电压值，并根据步骤4-4和步骤4-5，获得实时逆变器桥臂输出电压值；

步骤4-11、根据所获的实时负载角、实时逆变器输出频率和实时逆变器桥臂输出电压值，获得实时的指令电压；

步骤4-12、根据实时指令电压获得PWM信号，并发送至驱动电路中；

步骤5、驱动电路将PWM信号发送至主电路中，控制主电路中开关管的开断，实现主电路交流电信号与电网交流电信号同频同相。

步骤4-3和步骤4-10所述的获得实时摄动电压值，包括以下步骤：

步骤4-a、将当前负载角与负载角参考值进行作差，获得负载角误差信号，并对负载角误差进行调整；

步骤4-b、将负载角参考值进行微分处理，并将微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号作差；

步骤4-c、设置一个开关函数，并对该开关函数进行滤波，获得滤波后的开关函数；

开关函数表达公式如下：

λ＝-[F(x，t)+B(x，t)|u|+D(t)]sign(σ) (1)

其中，λ表示开关函数，F(x，t)＝2b₂(a₃+a₂)，B(x，t)＝2b₁(a₃+a₂)， R表示线路电阻，X表示线路电抗，Z表示逆变器与微电网连接的线路阻抗，U_L表示微电网母线电压幅值，K_δ负载角下垂系数；K_ω表示频率下垂系数；U表示逆变器输出滤波器后的电压幅值；σ表示负载角与负载角估计值的差值，负载角估计值的初始值为R表示线路电阻，R_f表示滤波器电阻，X表示线路电抗，X_f表示滤波器电抗；sign(σ)是符号函数， $\mathrm{sign}\left(\mathrm{\&sigma;}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,\mathrm{\&sigma;}>0\\ 0,\mathrm{\&sigma;}=0\\ -1,\mathrm{\&sigma;}<0,\end{array}\right.,$ D(t)是干扰项d的有界函数；

滤波后的开关函数表达公式如下：

${\mathrm{\&lambda;}}_f=\frac{\mathrm{\&lambda;}}{T_{\mathrm{tb}}s+1}---\left(2\right)$

其中，λ_f表示滤波后的开关函数；T_tb表示滤波时间常数；

步骤4-d、根据微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号之间的差值、开关函数和滤波后的开关函数，获得负载角估计值；

具体公式如下：

$\hat{x}=\frac{1}{s}[l_3-\mathrm{\&lambda;}+{\mathrm{\&lambda;}}_f]---\left(3\right)$

其中，表示负载角估计值；s表示复平面；l₃表示微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号之间的差值；

步骤4-e、将计算获得的负载角估计值返回带入公式(1)中，即实现对开关函数和滤波后的开关函数的实时调节；

步骤4-f、根据实时的滤波后的开关函数，计算获得实时摄动电压；

计算公式如下：

$u_{\mathrm{tb}}=-\frac{1}{2}\frac{K_{\mathrm{\&delta;}}{K}_{\mathrm{\&omega;}}Z}{U_L}{\mathrm{\&lambda;}}_f---\left(4\right)$

其中，u_tb表示实时摄动电压。

本发明优点：

本发明以电压源型微电网逆变器为研究对象，提出一种带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置及其控制方法，使得微电网逆变器在并网时能自动跟踪电网电压的幅值、频率和相角，而不必使用传统的锁相环，这样既避免了并网瞬间的冲击电流，又能缩短调节时间，保证逆变器接入微电网时，实现电压型逆变器自同步运行，实现“即插即用”的控制效果。

附图说明

图1是本发明一种实施例的带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置结构图；

图2是本发明一种实施例的微电网电压型逆变装置主电路图；

图3是本发明一种实施例的交流电压信号变换和整形电路图；

图4是本发明一种实施例的交流电流信号隔离滤波电路图；

图5为本发明一种实施例的DSP和FPGA电路原理图；

图6为本发明一种实施例的驱动电路图；

图7为本发明一种实施例的带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置控制方法流程图；

图8为本发明一种实施例的微电网逆变器自同步控制系统结构框图；

图9为本发明一种实施例的控制器对所接收的三相电压和三相电流进行处理方法流程图；

图10为本发明一种实施例的混合下垂控制系统结构图；

图11为本发明一种实施例的电压控制器结构图；

图12为本发明一种实施例的逆变器自同步过程波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明一种实施例做进一步说明。

如图1所示，带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置包括主电路、电压互感器、电流互感器、控制电路和驱动电路，所述的电压互感器和电流互感器设置于主电路的输出端，电压互感器的输出端连接控制电路的第一输入端，电流互感器的输出端连接控制电路的第二输入端，控制电路的输出端连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接主电路的输入端；

本发明实施例中，电压互感器采用PE2815-I-9V，电流互感器采用SCB11-300A；

如图2所示，本发明实施例中，主电路中LC为输出滤波器，L_fa、L_fb、L_fc为滤波电感，R_fa、R_fb、R_fc为滤波电感内阻，C_fa、C_fb、C_fc为滤波电容，S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆为IGBT功率开关，u_a、u_b、u_c为逆变器桥臂电压，u_oa、u_ob、u_oc为逆变器输出电压，i_oa、i_ob、i_oc为逆变器输出电流，U_dc为直流侧电压，C_dc为直流侧电容。

如图1所示，本发明实施例中，控制电路中包括电压控制部分、电流控制部分、DSP和FPGA；其中，电压控制部分包括电压信号隔离滤波电路、采样电路；电流控制部分包括信号变换和整形电路、电压抬升电路、滤波电路；电压信号隔离滤波电路的输入端作为控制电路的第一输入端，电压信号隔离滤波电路的输出端连接采样电路的输入端，采样电路的输出通过数据总线输入到DSP的第一输入端；电流控制部分中信号变换和整形电路的输入端作为控制电路的第二输入端，信号变换和整形电路的输出端连接电压抬升电路的输入端，电压抬升电路的输出端连接滤波电路的输入端，滤波电路的输出端连接DSP的第二输入端，DSP的输出端连接FPGA的输入端，FPGA的输出端作为控制电路的输出端。

图3为电压信号隔离滤波电路图，该电路包括电阻分压、电容滤波和信号整形部分，将采集到的三相电压信号依次通过上述电路，并送到A/D采样电路AD7606，最后输出DSP能够接收的数字量，进行运算。

图4为交流电流信号隔离滤波电路图，电路结构包括信号变换和整形电路、电压抬升电路和滤波电路，信号变换和整形电路的作用是把电流信号转变电压信号，并对电路强电侧和弱电侧起到隔离保护作用；电压抬升电路的作用是把提高电压信号的等级，以达到DSP采样模块要求的输入电压等级；滤波电路的作用是滤除信号的谐波。

如图5所示，本发明实施例中，DSP采用TMS320F28335型号，FPGA采用XC6SLX9-TQG144型号，三相电压信号通过电压信号隔离滤波电路后，发送至AD7606芯片的V1、V2和V3引脚，三相电流信号依次通过信号变换和整形电路、电压抬升电路和滤波电路后，发送值DSP芯片的ADCINA0、ADCINA1和ADCINA2引脚，AD7606芯片的DB0～DB15引脚依次连接DSP芯片的GPIO79/XD0～GPIO64/XD15引脚，DSP芯片的SPICLK(34)、SPISTE(35)、SPISIMO(40)和SPISIMI(41)引脚连接FPGA芯片的IO_L4N_0、IO_L4P_0、IO_L3N_0和IO_L3P_0引肚；FPGA芯片的IO_L47N_1、IO_L47P_1、IO_L46N_1、IO_L46P_1、IO_L45N_1和IO_L45P_1引脚作为输出端连接驱动电路的输入端；

本发明实施例中，驱动电路包括第一驱动电路、第二驱动电路和第三驱动电路，并且第一驱动电路、第二驱动电路和第三驱动电路结构相同，如图6所示，均包括第一电源电压变换模块(WRB2405型号)、第二电源电压变换模块(WRB241508型号)、第三电源电压变换模块(WRB241508型号)、上桥臂驱动芯片(IED020112-F2型号)、下桥臂驱动芯片(IED020112-F2型号)、信号电平转换芯片(MIC305型号)、第一电容C40、第二电容C39、第三电容C33、第四电容C45、第五电容C49、第六电容C46、第七电容C41、第八电容C47、第九电容C48、第十电容C43、第十一电容C50、第十二电容C35、第十三电容C51、第十四电容C52、第十五电容C37、第一电阻R31、第二电阻R32、第三电阻R30、第四电阻R36、第五电阻R37、第六电阻R35、第七电阻R33、第八电阻R34、第九电阻R38、第十电阻R39、第一电解电容C34、第二电解电容C42、第三电解电容C44、第四电解电容C36、第五电解电容C38、第一稳压二极管D2、第二稳压二极管D5、第三稳压二极管D8、第四稳压二极管D6、第五稳压二极管D3、第六稳压二极管D10、第七稳压二极管D4、第一二极管D7和第二二极管D9；

如图6所示，信号电平转换芯片的第一输出端OUTA(5)同时连接第一电容C40的一端和上桥臂驱动芯片的驱动信号输入端1N+，电平转换芯片的第二输出端OUTAB(7)同时连接第二电容C39的一端和下桥臂驱动芯片的驱动信号输入端1N+，第一电容C40的另一端连接第二电容C39的另一端并接地；第一电源电压变换模块的输入端0V、Vin连接电源24V，第一电源电压变换模块的正极输出端+5V同时连接第三电容C33的一端、第一电解电容C34的一端、第一稳压二极管D2的阴极、第一电阻R31的一端、第二电阻R32的一端、第三电阻R30的一端、第四电阻R36的一端、第五电阻R37的一端和第六电阻R35的一端；第一电源电压变换模块的负极输出端GND同时连接第三电容C33的另一端、第一电解电容C34的另一端和第一稳压二极管D2的阳极，并接地；所述的第一电阻R31的另一端连接上桥臂驱动芯片的报错端口/FLT，第二电阻R32的另一端连接上桥臂驱动芯片的准备好信号端REDY，第三电阻R30的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的正电源输入端VCC1和第四电容C45的一端，第四电容C45的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的输入地信号端GND1和反相驱动信号输入端IN-，并接地；所述的第四电阻R36的另一端连接下桥臂驱动芯片的报错端口/FLT，第五电阻R37的另一端连接下桥臂驱动芯片的准备好信号端REDY，第六电阻R35的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的正电源输入端IN+和第五电容C49的一端，第五电容C49的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的输入地信号端GND1和反相驱动信号输入端IN-，并接地：

如图6所示，上桥臂驱动芯片的正电源输出端VCC2同时连接第六电容C46的一端、第二稳压二极管D5的阴极、第二电解电容C42的一端、第七电容C41的一端和第二电源电压变换模块的正极输出端+15V；所述的第六电容C46的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的饱和保护端DESAT和第七电阻R33的一端，第七电阻R33的另一端连接第一二极管D7的阳极；上桥臂驱动芯片的输出端OUT连接第八电阻R34的一端，第八电阻R34的另一端同时连接第八电容C47的一端和第三稳压二极管D8的阴极，第八电容C47的另一端同时连接第三稳压二极管D8的阳极、第九电容C48的一端和上桥臂驱动芯片的输出地信号端GND2；第九电容C48的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的负电源输出端VEE、第四稳压二极管D6的阳极、第三电解电容C44的一端、第十电容C43的一端和第二电源电压变换模块的负极输出端-8V，第四稳压二极管D6的阴极同时连接第二稳压二极管D5的阳极、第三电解电容C44的另一端、第二电解电容C42的另一端、第七电容C41的另一端、第十电容C43的另一端、第二电源电压变换模块的地信号端GND2和第三稳压二极管D8的阳极；

如图6所示，下桥臂驱动芯片的正电源输出端VCC2同时连接第十一电容C50的一端、第五稳压二极管D3的阴极、第四电解电容C36的一端、第十二电容C35的一端和第三电源电压变换模块的正极输出端+15V；所述的第十一电容C50的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的饱和保护端DESAT和第九电阻R38的一端，第九电阻R38的另一端连接第二二极管D9的阳极；下桥臂驱动芯片的输出端OUT连接第十电阻R39的一端，第十电阻R39的另一端同时连接第十三电容C51的一端和第六稳压二极管D10的阴极，第十三电容C51的另一端同时连接第六稳压二极管D10的阳极、第十四电容C52的一端和下桥臂驱动芯片的输出地信号端GND2；第十四电容C52的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的负电源输出端VEE、第七稳压二极管D4的阳极、第五电解电容C38的一端、第十五电容C37的一端和第三电源电压变换模块的负极输出端，第七稳压二极管D4的阴极同时连接第五稳压二极管D3的阳极、第四电解电容C36的另一端、第五电解电容C38的另一端、第十二电容C35的另一端、第十五电容C37的另一端、第三电源电压变换模块的地信号端GND2和第六稳压二极管D10的阳极。

如图6所示，信号电平转换芯片的输入端作为驱动电路的输入端PWM-A-UP、PWM-A-DOWN，所述的第一二极管D7的阴极、第八电阻R34的另一端、上桥臂驱动芯片的输出地信号端、第二二极管D9的阴极、第十电阻R39的另一端和下桥臂驱动芯片的输出地信号端作为驱动电路的输出端C-OUT-U、G-OUT-U、E-OUT-U、C-OUT-D、G-OUT-D、E-OUT-D。

本发明实施例中，采用带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置进行的控制方法，方法流程图如图7所示，包括以下步骤：

步骤1、采用电压互感器采集主电路输出端的三相电压，发送至电压信号隔离滤波电路中；同时采用电流互感器采集主电路输出端的三相电流，发送至信号变换和整形电路中；

步骤2、采用电压信号隔离滤波电路消除电压信号中的谐波信号，发送至采样电路中进行模数转换，将转换后的信号发送至DSP中；

步骤3、采用信号变换和整形电路将电流信号转换为电压信号值，发送至电压抬升电路提高电压等级，再发送至滤波电路滤除谐波和限幅，最后发送至DSP中；

步骤4、控制器对所接收的三相电压和三相电流进行处理，生成PWM信号，并发送至驱动电路，图8为微电网逆变器自同步控制系统结构框图，本控制方法在传统的P-f下垂控制的基础上，加入了一个负载角下垂环和电压摄动估计器，形成了带电压摄动前馈补偿的负载角-频率混合控制，当微电网逆变器并网时，通过负载角下垂环的调节和电压摄动前馈补偿，使微电网逆变器的输出电压和频率自动跟踪并网公共点的电压和频率，从而实现微电网逆变器自同步控制；

控制方法流程图如图9所示，包括以下步骤：

步骤4-1、对三相电压和三相电流进行dq变换，实现信号由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的转换，获得有功电流、有功电压、无功电流和无功电压，并计算逆变器输出电压幅值和有功功率；

本发明实施例中，设R_fa＝R_fb＝R_fc＝R_f，L_fa＝L_fb＝L_fc＝L_f，C_fa＝C_fb＝C_fc＝C_f；

在三相静止坐标系下，根据图2，由基尔霍夫电压定律和基尔霍夫电流定律，得三相逆变器的状态空间方程

${\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_m={\mathrm{Ax}}_m+{\mathrm{Bu}}_m---\left(5\right)$

其中，x_m＝[u_oa u_ob u_oc i_a i_b i_c]^T，i_a表示A相电流，i_b表示B相电流，i_c表示C相电流；u_m＝[u_a u_b u_c i_oa i_ob i_oc]^T

$A=\left(\begin{array}{cccccc}0& 0& 0& 1/C_f& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1/C_f& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1/C_f\\ -1/L_f& 0& 0& -R_f/L_f& 0& 0\\ 0& -1/L_f& 0& 0& -R_f/L_f& 0\\ 0& 0& -1/L_f& 0& 0& -R_f/L_f\end{array}\right)$

$B=\left(\begin{array}{cccccc}0& 0& 0& 1/C_f& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1/C_f& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1/C_f\\ -1/L_f& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& -1/L_f& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& -1/L_f& 0& 0& 0\end{array}\right)$

根据等幅变换原则，在旋转坐标系下，

abc静止坐标系到dq旋转坐标系的变换矩阵为：

$T_{3/2}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& \cos (\mathrm{\&omega;t}-2\mathrm{\&pi;}/3)& \cos (\mathrm{\&omega;t}+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ -\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& -\sin (\mathrm{\&omega;t}-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin (\mathrm{\&omega;t}+2\mathrm{\&pi;}/3)\\ 1/2& 1/2& 1/2\end{array}\right]---\left(6\right)$

dq旋转坐标系到abc静止坐标系的变换矩阵为：

$T_{2/3}=\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& \sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)& 1/2\\ \cos (\mathrm{\&omega;t}-2\mathrm{\&pi;}/3)& \sin (\mathrm{\&omega;t}-2\mathrm{\&pi;}/3)& 1/2\\ \cos (\mathrm{\&omega;t}+2\mathrm{\&pi;}/3)& \sin (\mathrm{\&omega;t}+2\mathrm{\&pi;}/3)& 1/2\end{array}\right]---\left(7\right)$

基于式(6)和式(7)，将三相逆变器的状态方程式(5)变换为dq坐标系的状态空间方程如下：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\&CenterDot;}{u}}_{\mathrm{od}}\\ {\stackrel{\&CenterDot;}{u}}_{\mathrm{oq}}\\ {\stackrel{\&CenterDot;}{i}}_d\\ {\stackrel{\&CenterDot;}{i}}_q\end{array}\right]=C\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{od}}\\ u_{\mathrm{oq}}\\ i_d\\ i_q\end{array}\right]+D\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\\ i_{\mathrm{od}}\\ i_{\mathrm{oq}}\end{array}\right]---\left(8\right)$

其中：表示u_od的微分，表示u_oq的微分，表示i_d的微分，表示i_q的微分；

$C=\left(\begin{array}{cccc}0& \mathrm{\&omega;}& 1/C_f& 0\\ -\mathrm{\&omega;}& 0& 0& 1/C_f\\ -1/L_f& 0& -R_f/L_f& \mathrm{\&omega;}\\ 0& -1/L_f& -\mathrm{\&omega;}& -R_f/L_f\end{array}\right),D=\left(\begin{array}{cccc}0& \mathrm{\&omega;}& -1/C_f& 0\\ 0& 0& 0& -1/C_f\\ 1/L_f& 0& 0& 0\\ 0& 1/L_f& 0& 0\end{array}\right)$

微电网逆变器并网时，其输出的有功功率为

$P=\frac{E}{R^2+X^2}({\mathrm{XU}}_L\sin \mathrm{\&delta;}+R(E-U_L\cos \mathrm{\&delta;}))---\left(9\right)$

其中，E为逆变器桥臂输出电压值；δ为负载角；

逆变器输出电压幅值：

$U=\sqrt{u_d^2+u_q^2}---\left(10\right)$

步骤4-2、将有功功率P的初始值与有功功率参考值P_ref进行作差，并采用PI控制获得频率变化量Δω，将频率变化量进行积分获得负载角δ的初始值，将频率变化量Δω与微电网公共节点频率值ω₀进行求和，获得逆变器输出频率ω初始值；

如图10所示，微电网逆变器的负载角与功率存在明显的非线性关系，本发明由频率环、负载角环和有功功率环组成，进行逆变器输出频率和相角的控制，确保存在大扰动时，如并网、离网等切换，系统稳定并且能够平滑过渡。在图9中，频率控制由频率下垂环和负载角下垂环级联而成，使系统能够更准确地分配功率，实现自同步控制；此外，由于有两个下垂环，在选择系统下垂增益时，有更大的自由度，通过选择合适的下垂增益，能够获得满意的系统静态和动态性能；频率环的输出决定了系统的功率参考值，功率环模拟传统发电机的转子惯性特性，保证了系统的频率稳定性。频率和负载角下垂环有两个重要的作用：一是抑制系统的负载角和频率振荡；二是保证系统功率同步。

在图10中，混合下垂控制时，负载角δ、频率ω与有功功率P之间的关系可用式(11)、(12)、(13)表示：

$\frac{\mathrm{d\&delta;}}{\mathrm{dt}}=\mathrm{\&Delta;\&omega;}---\left(11\right)$

$\frac{\mathrm{d\&Delta;\&omega;}}{\mathrm{dt}}=K_P{K}_{\mathrm{\&omega;}}{K}_{\mathrm{\&delta;}}(\mathrm{\&omega;}-{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ref}})-K_P{K}_{\mathrm{\&omega;}}\mathrm{\&delta;}-K_P(P-P_{\mathrm{ref}})---\left(12\right)$

P＝P_ref-K_δδ-K_δK_ωΔω (13)

其中，K_δ为负载角下垂系数，K_ω为频率下垂系数，K_P为有功功率下垂系数；ω_ref为频率参考值；

步骤4-3、根据负载角δ的初始值、逆变器输出频率ω初始值和有功功率P获得摄动电压值；

电压控制器结构如图11所示，其由两部分组成：第一部分为电压控制器，负责微电网逆变器输出电压的调节，保证逆变器输出电压幅值与微电网电压幅值相同，可用式(14)表示：

$u_v=(k_{\mathrm{vp}}+\frac{k_{\mathrm{vi}}}{s})(U_{\mathrm{ref}}-U)---\left(14\right)$

本发明实施例中，定义微电网逆变器系统的状态变量x＝δ，则由式(13)得：

$\stackrel{\&CenterDot;}{x}=-\frac{1}{K_{\mathrm{\&omega;}}}x+\frac{1}{K_{\mathrm{\&delta;}}{K}_{\mathrm{\&omega;}}}(P_{\mathrm{ref}}-P)---\left(15\right)$

其中，表示x的微分。

再将式(9)代入式(15)中，并忽略调节器和滤波器的影响，整理后得微电网逆变器状态方程：

$\stackrel{\&CenterDot;}{x}=[-\frac{1}{K_{\mathrm{\&omega;}}}x-a_3{b}_2\sin x-a_2{b}_2\cos x+a_1+\frac{P_{\mathrm{ref}}}{K_{\mathrm{\&delta;}}{K}_{\mathrm{\&omega;}}}]+[-a_3{b}_1\left(\sin x\right)-a_2{b}_1\left(\cos x\right)+\frac{a_1}{U}]u+d---\left(16\right)$

考虑到微电网逆变器因各种因素干扰会引起输出的不确定性，本发明实施例中，在式(16)中增加了不确定干扰项d。从式(16)可以看出，该公式是一组非线性状态方程；系统运行过程中，δ、ω、P变化，以及不确定干扰项d变化，都会引起电压波动，因此发明实施例第二部分采用电压摄动估计器，负责电压摄动值的估算值u_tb，电压摄动估计器主要是检测负载角δ、频率ω和有功功率P的实际值，估算出电压摄动量u_tb，作为电压控制器的补充信号，保证系统渐近稳定，提高系统的稳定性和鲁棒性；尤其是系统受到干扰时，如非计划性并网、离网切换等过程，保证微电网电压稳定。

本发明实施例中，定义非线性函数f(x，t)和b(x，t)，使其满足：

$f(x,t)=-\frac{1}{K_{\mathrm{\&omega;}}}x-a_3{b}_2\sin x-a_2{b}_2\cos x+a_1+\frac{P_{\mathrm{ref}}}{K_{\mathrm{\&delta;}}{K}_{\mathrm{\&omega;}}}---\left(17\right)$

$b(x,t)=-a_3{b}_1\left(\sin x\right)-a_2{b}_1\left(\cos x\right)+\frac{a_1}{U}---\left(18\right)$

设置和分别为非线性函数f(x，t)和b(x，t)的估计值，则系统的摄动量为：

$p_{\mathrm{tb}}=[f(x,t)-\hat{f}(x,t)]+[b(x,t)-\hat{b}(x,t)]u+d---\left(19\right)$

由于系统的摄动量p_tb不可能测量到，因此本实施例中，应用电压估计器输出摄动控制量，来补偿系统产生的摄动，使系统渐进稳定。

此时，负载角δ跟踪误差e＝x-x_d＝δ-δ_ref满足误差方程：

$\stackrel{\&CenterDot;}{e}+C_{0}e=0---\left(20\right)$

其中，其中，x_d＝δ_ref，x＝δ；C₀为系数，表示e的微分。

因此，如果电压摄动估计器的希望输出使其满足方程：

$\stackrel{\&CenterDot;}{x}={\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_d-c_{0}e+\hat{b}(x,t)u_{\mathrm{tb}}+p_{\mathrm{tb}}---\left(21\right)$

表示x_d的微分。

由此可知，当电压摄动估计器输出u_tb时，负载角δ和ω就满足了式(20)，从而能够消除因有功功率、负载角和频率波动而带来的系统摄动，保证稳定运行。本发明实施例通过对摄动电压进行估计，使参考值δ_ref、ω_ref、P_ref分别与其实际值δ、ω、P之间的误差收敛于零，实现设计目标。

所述的获得实时摄动电压值，具体包括以下步骤：

步骤4-a、将当前负载角δ与负载角参考值δ_ref进行作差，获得负载角误差信号e＝δ-δ_ref，并对负载角误差进行调整，即l₁＝C₀e，C₀为系数，取值范围(0，1)；

步骤4-b、将负载角参考值进行微分处理并将微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号作差l₃＝l₂-l₁；

步骤4-c、设置一个开关函数，并对该开关函数进行滤波，获得滤波后的开关函数；

开关函数表达公式如下：

λ＝-[F(x，t)+B(x，t)|u|+D(t)]sign(σ) (1)

其中，λ表示开关函数，F(x，t)＝2b₂(a₃+a₂)，B(x，t)＝2b₁(a₃+a₂)， R表示线路电阻，X表示线路电抗，Z表示逆变器与微电网连接的线路阻抗，U_L表示微电网母线电压幅值，K_δ负载角下垂系数；K_ω表示频率下垂系数；U表示逆变器输出滤波器后的电压幅值；σ表示负载角与负载角估计值的差值，负载角估计值的初始值为R表示线路电阻，R_f表示滤波器电阻，X表示线路电抗，X_f表示滤波器电抗；sign(σ)是符号函数， $\mathrm{sign}\left(\mathrm{\&sigma;}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,\mathrm{\&sigma;}>0\\ 0,\mathrm{\&sigma;}=0\\ -1,\mathrm{\&sigma;}<0,\end{array}\right.,$ D(t)是干扰项d的有界函数；

则负载角δ的估算值可写为：

$\stackrel{\stackrel{\&CenterDot;}{^}}{x}={\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_d-c_{0}e+\hat{b}(x,t)u_{\mathrm{tb}}+\mathrm{\&lambda;}---\left(22\right)$

表示的微分。

将式(1)的开关函数λ经过的一阶滤波后，用于补偿摄动，则将代入式(21)、(18)后，可得

$\stackrel{\&CenterDot;}{x}={\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_d-c_{0}e-{\mathrm{\&lambda;}}_f+p_{\mathrm{tb}}---\left(23\right)$

$\stackrel{\stackrel{\&CenterDot;}{^}}{x}={\stackrel{\&CenterDot;}{x}}_d-c_{0}e-{\mathrm{\&lambda;}}_f+\mathrm{\&lambda;}---\left(24\right)$

滤波后的开关函数表达公式如下：

${\mathrm{\&lambda;}}_f=\frac{\mathrm{\&lambda;}}{T_{\mathrm{tb}}s+1}---\left(2\right)$

其中，λ_f表示滤波后的开关函数；T_tb表示滤波时间常数；

当λ_f能够完全补偿p_tb时，负载角δ跟踪误差完全满足了式(20)的误差方程，系统产生的摄动就被消除了。

步骤4-d、根据微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号之间的差值、开关函数和滤波后的开关函数，获得负载角估计值；

具体公式如下：

$\hat{x}=\frac{1}{s}[l_3-\mathrm{\&lambda;}+{\mathrm{\&lambda;}}_f]---\left(3\right)$

其中，表示负载角估计值；s表示复平面；l₃表示微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号之间的差值；

步骤4-e、将计算获得的负载角估计值返回带入公式(1)中，即实现对开关函数和滤波后的开关函数的实时调节；

步骤4-f、根据实时的滤波后的开关函数，计算获得实时摄动电压；

将参数a₂、a₃和b₁代入中，可得电压摄动估计器的输出值为：

$u_{\mathrm{tb}}=-\frac{1}{2}\frac{K_{\mathrm{\&delta;}}{K}_{\mathrm{\&omega;}}Z}{U_L}{\mathrm{\&lambda;}}_f---\left(4\right)$

其中，u_tb表示实时摄动电压。

因此，当电压摄动估计器输出满足式(4)时，系统可自动跟踪电网频率，并对系统负载角进行调节，控制系统的输出功率。正是加入了电压前馈控制信号，才能保证系统具有自同步功能；

步骤4-4、将逆变器输出电压幅值U与逆变器输出电压幅值参考值U_ref进行作差，并采用PI控制获得电压幅值PI控制器输出值u_v；

步骤4-5、将摄动电压值u_tb与电压幅值PI控制器输出值u_v进行作差获得电压控制器输出值，将电压控制器输出值进行一阶滤波，获得逆变器桥臂输出电压初始值E；

步骤4-6、根据所获的负载角的初始值、逆变器输出频率初始值和逆变器桥臂输出电压初始值，获得指令电压Esin(ωt+δ)；

步骤4-7、将逆变器输出频率ω初始值作为反馈值与频率参考值ω_ref作差，再乘以频率下垂系数K_ω获得频率控制器输出值；

步骤4-8、将频率控制器输出值与负载角δ作差，获得负载角控制器输出值，并乘以负载角下垂系数K_δ获得功率波动给定值，将该功率波动给定值与有功功率参考值P_ref求和，再与实时有功功率值P进行作差，采用PI控制获得实时频率变化量Δω，将实时频率变化量Δω与微电网公共节点频率值ω₀进行求和，获得实时逆变器输出频率ω，即实时对逆变器输出频率进行调节；

步骤4-9、将实时频率变化量Δω进行积分，获得实时负载角δ，即实时对负载角进行调节；

步骤4-10、根据实时负载角δ、实时逆变器输出频率ω和实时有功功率P，获得实时摄动电压值，并根据步骤4-4和步骤4-5，获得实时逆变器桥臂输出电压值；

该步骤与步骤4-3原理相同，此处不再复述；

步骤4-11、根据所获的实时负载角、实时逆变器输出频率和实时逆变器桥臂输出电压值，获得实时的指令电压Esin(ωt+δ)；

步骤4-12、根据实时指令电压获得PWM信号，并发送至驱动电路中；

步骤5、驱动电路将PWM信号发送至主电路中，控制主电路中开关管的开断，实现主电路交流电信号与电网交流电信号同频同相。

如图12所示，从图中可以看出，逆变器输出电压在较短时间内就可以达到和电网电压同频同相等幅，调节时间短，能够实现自同步的要求。

Claims (4)

1.一种带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置，该装置包括主电路、电压互感器和电流互感器，其特征在于，还包括控制电路和驱动电路，所述的电压互感器和电流互感器设置于主电路的输出端，电压互感器的输出端连接控制电路的第一输入端，电流互感器的输出端连接控制电路的第二输入端，控制电路的输出端连接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端连接主电路的输入端；

所述的控制电路中包括电压控制部分、电流控制部分、DSP和FPGA；其中，电压控制部分包括电压信号隔离滤波电路、采样电路；电流控制部分包括信号变换和整形电路、电压抬升电路、滤波电路；电压信号隔离滤波电路的输入端作为控制电路的第一输入端，电压信号隔离滤波电路的输出端连接采样电路的输入端，采样电路的输出通过数据总线输入到DSP的第一输入端；电流控制部分中信号变换和整形电路的输入端作为控制电路的第二输入端，信号变换和整形电路的输出端连接电压抬升电路的输入端，电压抬升电路的输出端连接滤波电路的输入端，滤波电路的输出端连接DSP的第二输入端，DSP的输出端连接FPGA的输入端，FPGA的输出端作为控制电路的输出端；

所述的驱动电路包括第一驱动电路、第二驱动电路和第三驱动电路，并且第一驱动电路、第二驱动电路和第三驱动电路结构相同，均包括第一电源电压变换模块、第二电源电压变换模块、第三电源电压变换模块、上桥臂驱动芯片、下桥臂驱动芯片、信号电平转换芯片、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第八电容、第九电容、第十电容、第十一电容、第十二电容、第十三电容、第十四电容、第十五电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第一电解电容、第二电解电容、第三电解电容、第四电解电容、第五电解电容、第一稳压二极管、第二稳压二极管、第三稳压二极管、第四稳压二极管、第五稳压二极管、第六稳压二极管、第七稳压二极管、第一二极管和第二二极管；

所述信号电平转换芯片的第一输出端同时连接第一电容的一端和上桥臂驱动芯片的驱动信号输入端，电平转换芯片的第二输出端同时连接第二电容的一端和下桥臂驱动芯片的驱动信号输入端，第一电容的另一端连接第二电容的另一端并接地；第一电源电压变换模块的输入端连接电源，第一电源电压变换模块的正极输出端同时连接第三电容的一端、第一电解电容的一端、第一稳压二极管的阴极、第一电阻的一端、第二电阻的一端、第三电阻的一端、第四电阻的一端、第五电阻的一端和第六电阻的一端；第一电源电压变换模块的负极输出端同时连接第三电容的另一端、第一电解电容的另一端和第一稳压二极管的阳极，并接地；所述的第一电阻的另一端连接上桥臂驱动芯片的报错端口，第二电阻的另一端连接上桥臂驱动芯片的准备好信号端，第三电阻的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的正电源输入端和第四电容的一端，第四电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的输入地信号端和反相驱动信号输入端，并接地；所述的第四电阻的另一端连接下桥臂驱动芯片的报错端口，第五电阻的另一端连接下桥臂驱动芯片的准备好信号端，第六电阻的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的正电源输入端和第五电容的一端，第五电容的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的输入地信号端和反相驱动信号输入端，并接地；

上桥臂驱动芯片的正电源输出端同时连接第六电容的一端、第二稳压二极管的阴极、第二电解电容的一端、第七电容的一端和第二电源电压变换模块的正极输出端；所述的第六电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的饱和保护端和第七电阻的一端，第七电阻的另一端连接第一二极管的阳极；上桥臂驱动芯片的输出端连接第八电阻的一端，第八电阻的另一端同时连接第八电容的一端和第三稳压二极管的阴极，第八电容的另一端同时连接第三稳压二极管的阳极、第九电容的一端和上桥臂驱动芯片的输出地信号端；第九电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的负电源输出端、第四稳压二极管的阳极、第三电解电容的一端、第十电容的一端和第二电源电压变换模块的负极输出端，第四稳压二极管的阴极同时连接第二稳压二极管的阳极、第三电解电容的另一端、第二电解电容的另一端、第七电容的另一端、第十电容的另一端、第二电源电压变换模块的地信号端和第三稳压二极管的阳极；

下桥臂驱动芯片的正电源输出端同时连接第十一电容的一端、第五稳压二极管的阴极、第四电解电容的一端、第十二电容的一端和第三电源电压变换模块的正极输出端；所述的第十一电容的另一端同时连接下桥臂驱动芯片的饱和保护端和第九电阻的一端，第九电阻的另一端连接第二二极管的阳极；下桥臂驱动芯片的输出端连接第十电阻的一端，第十电阻的另一端同时连接第十三电容的一端和第六稳压二极管的阴极，第十三电容的另一端同时连接第六稳压二极管的阳极、第十四电容的一端和下桥臂驱动芯片的输出地信号端；第十四电容的另一端同时连接上桥臂驱动芯片的负电源输出端、第七稳压二极管的阳极、第五电解电容的一端、第十五电容的一端和第三电源电压变换模块的负极输出端，第七稳压二极管的阴极同时连接第五稳压二极管的阳极、第四电解电容的另一端、第五电解电容的另一端、第十二电容的另一端、第十五电容的另一端、第三电源电压变换模块的地信号端和第六稳压二极管的阳极。

2.根据权利要求1所述的带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置，其特征在于，所述信号电平转换芯片的输入端作为驱动电路的输入端，所述的第一二极管的阴极、第八电阻的另一端、上桥臂驱动芯片的输出地信号端、第二二极管的阴极、第十电阻的另一端和下桥臂驱动芯片的输出地信号端作为驱动电路的输出端。

3.采用权利要求1所述的带电压摄动估计器的微电网电压型自同步逆变装置进行的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、采用电压互感器采集主电路输出端的三相电压，发送至电压信号隔离滤波电路中；同时采用电流互感器采集主电路输出端的三相电流，发送至信号变换和整形电路中；

步骤2、采用电压信号隔离滤波电路消除电压信号中的谐波信号，发送至采样电路中进行模数转换，将转换后的信号发送至DSP中；

步骤3、采用信号变换和整形电路将电流信号转换为电压信号值，发送至电压抬升电路提高电压等级，再发送至滤波电路滤除谐波和限幅，最后发送至DSP中；

步骤4、控制器对所接收的三相电压和三相电流进行处理，生成PWM信号，并发送至驱动电路，具体包括以下步骤：

步骤4-1、对三相电压和三相电流进行dq变换，实现信号由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的转换，获得有功电流、有功电压、无功电流和无功电压，并计算逆变器输出电压幅值和有功功率；

步骤4-2、将有功功率的初始值与有功功率参考值进行作差，并采用PI控制获得频率变化量，将频率变化量进行积分获得负载角的初始值，将频率变化量与微电网公共节点频率值进行求和，获得逆变器输出频率初始值；

步骤4-3、根据负载角的初始值、逆变器输出频率初始值和有功功率获得摄动电压值；

步骤4-4、将逆变器输出电压幅值与逆变器输出电压幅值参考值进行作差，并采用PI控制获得电压幅值PI控制器输出值；

步骤4-5、将摄动电压值与电压幅值PI控制器输出值进行作差获得电压控制器输出值，将电压控制器输出值进行一阶滤波，获得逆变器桥臂输出电压初始值；

步骤4-6、根据所获的负载角的初始值、逆变器输出频率初始值和逆变器桥臂输出电压初始值，获得指令电压；

步骤4-7、将逆变器输出频率初始值作为反馈值与频率参考值作差，再乘以频率下垂系数获得频率控制器输出值；

步骤4-8、将频率控制器输出值与负载角作差，获得负载角控制器输出值，并乘以负载角下垂系数获得功率波动给定值，将该功率波动给定值与有功功率参考值求和，再与实时有功功率值进行作差，采用PI控制获得实时频率变化量，将实时频率变化量与微电网公共节点频率值进行求和，获得实时逆变器输出频率，即实时对逆变器输出频率进行调节；

步骤4-9、将实时频率变化量进行积分，获得实时负载角，即实时对负载角进行调节；

步骤4-10、根据实时负载角、实时逆变器输出频率和实时有功功率，获得实时摄动电压值，并根据步骤4-4和步骤4-5，获得实时逆变器桥臂输出电压值；

步骤4-11、根据所获的实时负载角、实时逆变器输出频率和实时逆变器桥臂输出电压值，获得实时的指令电压；

步骤4-12、根据实时指令电压获得PWM信号，并发送至驱动电路中；

步骤5、驱动电路将PWM信号发送至主电路中，控制主电路中开关管的开断，实现主电路交流电信号与电网交流电信号同频同相。

4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，步骤4-3和步骤4-10所述的获得实时摄动电压值，包括以下步骤：

步骤4-a、将当前负载角与负载角参考值进行作差，获得负载角误差信号，并对负载角误差进行调整；

步骤4-b、将负载角参考值进行微分处理，并将微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号作差；

步骤4-c、设置一个开关函数，并对该开关函数进行滤波，获得滤波后的开关函数；

开关函数表达公式如下：

λ＝-[F(x，t)+B(x，t)|u|+D(t)]sign(σ) (1)

其中，λ表示开关函数，F(x，t)＝2b₂(a₃+a₂)，B(x，t)＝2b₁(a₃+a₂)， R表示线路电阻，X表示线路电抗，Z表示逆变器与微电网连接的线路阻抗，U_L表示微电网母线电压幅值，K_δ负载角下垂系数；K_ω表示频率下垂系数；U表示逆变器输出滤波器后的电压幅值；σ表示负载角与负载角估计值的差值，负载角估计值的初始值为R表示线路电阻，R_f表示滤波器电阻，X表示线路电抗，X_f表示滤波器电抗；sign(σ)是符号函数，是干扰项d的有界函数；

滤波后的开关函数表达公式如下：

${\mathrm{\&lambda;}}_f=\frac{\mathrm{\&lambda;}}{T_{\mathrm{tb}}s+1}---\left(2\right)$

其中，λ_f表示滤波后的开关函数；T_tb表示滤波时间常数；

步骤4-d、根据微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号之间的差值、开关函数和滤波后的开关函数，获得负载角估计值；

具体公式如下：

$\hat{x}=\frac{1}{s}[l_3-\mathrm{\&lambda;}+{\mathrm{\&lambda;}}_f]---\left(3\right)$

其中，表示负载角估计值；s表示复平面；l₃表示微分处理后的负载角参考值与调整后的负载角误差信号之间的差值；

步骤4-e、将计算获得的负载角估计值返回带入公式(1)中，即实现对开关函数和滤波后的开关函数的实时调节；

步骤4-f、根据实时的滤波后的开关函数，计算获得实时摄动电压；

计算公式如下：

$u_{\mathrm{tb}}=-\frac{1}{2}\frac{K_{\mathrm{\&delta;}}{K}_{\mathrm{\&omega;}}Z}{U_L}{\mathrm{\&lambda;}}_f---\left(4\right)$

其中，u_tb表示实时摄动电压。