CN104580038A - 一种自回环结构的收发联合iq失衡估计与补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自回环结构的收发联合IQ失衡估计与补偿方法。所述方法为：针对射频前端存在的同相(In-phase,I)和正交(Quadrature,Q)两路信号的幅度失真和相位偏差问题，设计两种自回环结构将信号的上变频单元和下变频单元级联起来，得到两组IQ失衡模型；利用训练序列，对得到的两组失衡模型进行联立求解，分别得出发射机和接收机失衡补偿所需的参数。然后利用计算出的失衡参数，对发射信号进行预处理，消除发射机的IQ失衡；对接收信号处理，消除接收机的IQ失衡；进而实现了对收发系统IQ失衡的联合补偿。本发明计算复杂度低且能明显改善系统性能。

Description

一种自回环结构的收发联合IQ失衡估计与补偿方法

技术领域

本发明属于宽带无线通信技术领域，具体是自回环结构的收发联合IQ失衡估计与补偿方法。

背景技术

越来越多的设备都配备了无线通信功能,导致无线系统转向大宗商品市场。这意味着无线产品的价格竞争大,致力于创造追求低成本解决方案。这在多天线系统尤其是个问题,因为他们需要多个射频(RF)前端。此外,越来越多的无线标准需要灵活的解决方案,以便同时支持多个标准协议。

直接变频在满足这些需求上是很有前途的概念。因为它不需要外部中频(IF)滤波器和镜像干扰滤波器，使收发机容易集成化、小型化。在移动终端如手机等小型化、集成化要求较高的通信系统中有重要的应用价值。

常见的收发机方案可以分为两种：直接变频方案与超外差方案，前者又称为零中频方案，可通过模拟/数字正交解调实现。然而，由于物理器件的缺陷，在上下变频的过程中，容易造成I和Q两路信号的幅度失真和相位偏差，即IQ失衡，引入镜像干扰。IQ失衡会导致信号星座图失真，严重限制接收机获得同步的能力，使输出信号产生邻道功率泄漏干扰，使EVM指标恶化，由此带来误码率的提高。为了克服这些问题，一般有两种解决方法：

1)采用性能更好的RF器件。这种方法会使接收机价格上升。

2)在基带采用数字补偿技术，克服射频缺陷。这种方法可以使得发射机、接收机的成本随着芯片工艺的提高一直下降。因此被大量使用。

随着数字信号处理技术的发展，在数字域中对IQ失衡进行估计并消除IQ失衡对系统性能的影响是可以实现的。本发明提出一种自回环结构的收发联合IQ失衡估计和补偿算法。

发明内容

发明目的：针对射频前端存在的IQ两路信号的幅度失真和相位偏差问题，本发明提供了一种自回环结构的收发联合IQ失衡估计和补偿方法。通过设计的自回环结构，同时对收发机的失衡参数进行估计。然后根据估计出的参数，对发射端的和接收端的IQ失衡分别进行补偿。

技术背景：定义发射机的失衡因子为α_T和β_T，可分别表示为：

${\mathrm{\α}}_T=(1+g_T{e}^{j{\mathrm{\φ}}_T})/2$ (公式1)

${\mathrm{\β}}_T=(1-g_T{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_T})/2$ (公式2)

其中g_T和φ_T分别表示发射机的幅度和相位失衡。

同理，我们定义接收机失衡因子α_R和β_R,分别表示为：

${\mathrm{\α}}_R=(1+g_R{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_R})/2$ (公式3)

${\mathrm{\β}}_R=(1-g_R{e}^{j{\mathrm{\φ}}_R})/2$ (公式4)

其中g_R和φ_R分别表示发射机的幅度和相位失衡。

通过推导，可得出发射机和接受机的IQ失衡模型都可表示为：

y(n)＝αx(n)+βx^*(n)  (公式5)

其中α和β表示失衡因子，x(n)为原始信号，y(n)为失衡后的信号。

技术方案：为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为一种自回环结构的收发联合IQ失衡估计和补偿方法，对发射机和接收机的IQ失衡的估计和补偿，包括如下步骤：

(1)将信号的上变频单元和下变频单元级联起来，形成自回环结构，得到第一失衡模型，通过一个90°相移器将上变频单元和下变频单元再次级联起来，形成另一个自回环结构，得到第二失衡模型；

第一失衡模型可以表示为：

y(n)＝α_Rs(n)+β_Rs^*(n)

＝α_R(α_Tx(n)+β_Tx^*(n))+β_R(α_Tx(n)+β_Tx^*(n))^*  (公式6)

＝(α_Tα_R+β_T ^*β_R)x(n)+(α_Rβ_T+α_T ^*β_R)x^*(n)

式中，x(n)为发射信号，s(n)为上变频后的等效基带信号，y(n)为接收信号。设α_Tα_R+β_T ^*β_R＝α₁，α_Rβ_T+α_T ^*β_R＝β₁，则公式6可简化为：

y(n)＝α₁x(n)+β₁x^*(n)  (公式7)

第二失衡模型可以表示为：

y(n)＝α_Rs₁(n)+β_Rs₁ ^*(n)

＝α_R(jα_Tx(n)+jβ_Tx^*(n))+β_R(jα_Tx(n)+jβ_Tx^*(n))^*  (公式8)

＝j(α_Tα_R-β_T ^*β_R)x(n)+j(α_Rβ_T-α_T ^*β_R)x^*(n)

式中，s₁(n)＝s(n)·e^j2/π＝js(n)为上变频等效基带信号经过90°相移器后的输出信号，x(n)为发射信号，y(n)为最终接收信号。设α_Tα_R-β_T ^*β_R＝α₂，α_Rβ_T-α_T ^*β_R＝β₂，则公式8可简化为：

y(n)＝α₂x(n)+β₂x^*(n)  (公式9)

(2)运用训练序列，对两个失衡模型进行联立求解，分别估算出发射机和接收机IQ失衡补偿所需的参数；

设发射两段不同的复数训练序列x₁(n)和x₂(n)，经过IQ失衡后，收到的信号为y₁(n)和y₂(n)，联立两个方程，可得：

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(n\right)\\ y_2\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(n\right){x^{*}}_1\left(n\right)\\ x_1\left(n\right){x^{*}}_1\left(n\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]$ (公式10)

针对两种自回环结构，用上述训练序列法分别求出α₁、β₁和α₂、β₂，即：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\α}}_R+{{\mathrm{\β}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\α}}_1\\ {\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\β}}_T+{{\mathrm{\α}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\β}}_1\\ {\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\α}}_R-{{\mathrm{\β}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\α}}_2\\ {\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\β}}_T-{{\mathrm{\α}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\β}}_2\end{array}\right.$ (公式11)

通过公式11，可以求得补偿系数：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_R/{{\mathrm{\α}}^{*}}_R=\frac{{\mathrm{\β}}_1-{\mathrm{\β}}_2}{{({\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2)}^{*}}\\ {\mathrm{\β}}_T/{\mathrm{\α}}_T=\frac{{\mathrm{\β}}_1+{\mathrm{\β}}_2}{{\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2}\end{array}\right.$ (公式12)

(3)根据补偿系数，对发射信号进行预处理，消除发射端的IQ失衡，对接收信号处理，消除接收端的IQ失衡；

对发射信号预补偿的具体公式为：

$y_{\mathrm{pre}}\left(n\right)=x\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\β}}_T}{{\mathrm{\α}}_T}{x}^{*}\left(n\right)$ (公式13)

对接收信号补偿的具体公式为：

$\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{comp}}\left(n\right)=y\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\β}}_R}{{{\mathrm{\α}}_R}^{*}}{y}^{*}\left(n\right)\\ ={\mathrm{\α}}_{R}x\left(n\right)+{\mathrm{\β}}_R{x}^{*}\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\β}}_R}{{{\mathrm{\α}}_R}^{*}}({{\mathrm{\α}}_R}^{*}{x}^{*}\left(n\right)+{{\mathrm{\β}}_R}^{*}x\left(n\right))\\ =\frac{{\left|{\mathrm{\α}}_R\right|}^2-{\left|{\mathrm{\β}}_R\right|}^2}{{{\mathrm{\α}}_R}^{*}}x\left(n\right)\end{array}$ (公式15)

有益效果：本发明提出的自回环结构的收发联合IQ失衡估计和补偿方法，在无线通信过程开始前对发射机和接收机的IQ失衡进行补偿，在低复杂度的开销下，消除IQ失衡给系统性能带来的影响，从而实现更有效的通信。从仿真结果看出，对比没有经过IQ失衡补偿的情况，本发明的方案使整个系统的性能明显地提高了，并接近于没有IQ失衡存在的情况。

附图说明

图1是是本发明实施例所采用的自回环结构的模型图；

图2是本发明的方法流程图；

图3是本发明的信号IQ失衡框图；

图4是本发明的信号失衡补偿框图；

图5是本发明具体实施例中的性能对比图，仿真参数为4发射天线，4接收天线，单载波，16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)调制；

图6是本发明具体实施例中的另一性能对比图，仿真参数为4发射天线，4接收天线，单载波，64QAM(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)调制；

具体实施方式

下面以毫米波无线局域网(IEEE 802.11aj)为例，结合附图对本发明收发联合IQ失衡自回环结构估计与补偿方法作进一步详细说明。应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利。

本发明实施例中，IEEE 802.11aj支持两种带宽540MHz和1080MHz，我们选择540MHz。为了仿真对比，本实施例定义了仿真参数见表1。

表1仿真参数设置

如图2所示，以毫米波无线局域网(IEEE 802.11aj)为例，一种自回环结构收发联合的IQ失衡估计与补偿方法，包括以下步骤：

(1)步骤1：发射机和接收机都存在IQ失衡，根据参考文献，我们设定发射机的幅度失衡和相位失衡值分别为1dB、3°。同样接收机的幅度失衡和相位失衡值也为1dB、3°。定义发射机的失衡因子为α_T和β_T，分别表示为：

${\mathrm{\α}}_T=(1+g_T{e}^{j{\mathrm{\φ}}_T})/2$ (公式1)

${\mathrm{\β}}_T=(1-g_T{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_T})/2$ (公式2)

其中g_T和φ_T分别表示发射机的幅度和相位失衡。

同理，我们定义接收机失衡因子α_R和β_R,分别表示为：

${\mathrm{\α}}_R=(1+g_R{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_R})/2$ (公式3)

${\mathrm{\β}}_R=(1-g_R{e}^{j{\mathrm{\φ}}_R})/2$ (公式4)

其中g_R和φ_R分别表示发射机的幅度和相位失衡。

通过推导，我们得出发射机和接受机的IQ失衡模型都可表示为：

y(n)＝αx(n)+βx^*(n)  (公式5)

其中α和β表示失衡因子，x(n)为原始信号，y(n)为失衡后的信号，信号IQ失衡框图如图3。

(2)步骤2：为了对收发系统的IQ失衡进行补偿，设计两种自回环结构，如图1所示，开关可切换自回环结构。

(201)将信号的上变频单元和下变频单元直接级联起来，得到第一失衡模型，可以表示为：

y(n)＝α_Rs(n)+β_Rs^*(n)

＝α_R(α_Tx(n)+β_Tx^*(n))+β_R(α_Tx(n)+β_Tx^*(n))^*  (公式6)

＝(α_Tα_R+β_T ^*β_R)x(n)+(α_Rβ_T+α_T ^*β_R)x^*(n)

其中x(n)为发射信号，s(n)为上变频后的等效基带信号，y(n)为接收信号。在这里，我们设α_Tα_R+β_T ^*β_R＝α₁，α_Rβ_T+α_T ^*β_R＝β₁，上式可简化为：

y(n)＝α₁x(n)+β₂x^*(n)  (公式7)

(202)将信号的上变频单元和下变频单元通过90°相移器级联起来，形成另一个自回环结构，得到第二失衡模型，可以表示为：

y(n)＝α_Rs₁(n)+β_Rs₁ ^*(n)

＝α_R(jα_Tx(n)+jβ_Tx^*(n))+β_R(jα_Tx(n)+jβ_Tx^*(n))^*  (公式8)

＝j(α_Tα_R-β_T ^*β_R)x(n)+j(α_Rβ_T-α_T ^*β_R)x^*(n)

式中，s₁(n)＝s(n)·e^j2/π＝js(n)为上变频等效基带信号经过90°相移器后的输出信号。x(n)为发射信号，y(n)为最终接收信号。在这里，我们设α_Tα_R-β_T ^*β_R＝α₂，α_Rβ_T-α_T ^*β_R＝β₂。上式可简化为：

y(n)＝α₂x(n)+β₂x^*(n)  (公式9)

(3)步骤3：在IEEE 802.11aj系统中，我们在用于信道估计和均衡的前导序列中任意选取两组不同的复数序列，长度为256，设这二段不同的训练序列为x₁(n)和x₂(n)，经过IQ失衡后，收到的信号为y₁(n)和y₂(n)，联立两个方程，可得：

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(n\right)\\ y_2\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(n\right){x^{*}}_1\left(n\right)\\ x_1\left(n\right){x^{*}}_1\left(n\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]$ (公式10)

通过上式可求得失衡因子α和β的值；

用上述选取的训练序列法分别求出α₁＝1.0033+0.0030i、β₁＝0.1149-0.0523i、α₂＝0.9953+0.0030、β₂＝(0.0788+0.1730)·10^-3，即：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\α}}_R+{{\mathrm{\β}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\α}}_1\\ {\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\β}}_T+{{\mathrm{\α}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\β}}_1\\ {\mathrm{\α}}_T{\mathrm{\α}}_R-{{\mathrm{\β}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\α}}_2\\ {\mathrm{\α}}_R{\mathrm{\β}}_T-{{\mathrm{\α}}_T}^{*}{\mathrm{\β}}_R={\mathrm{\β}}_2\end{array}\right.$ (公式11)

通过上式，我们可以求得：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_R/{{\mathrm{\α}}^{*}}_R=\frac{{\mathrm{\β}}_1-{\mathrm{\β}}_2}{{({\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2)}^{*}}=0.0575-0.0263i\\ {\mathrm{\β}}_T/{\mathrm{\α}}_T=\frac{{\mathrm{\β}}_1+{\mathrm{\β}}_2}{{\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2}=0.0575-0.0261i\end{array}\right.$ (公式12)

(4)步骤4：估计出参数后，分别对发射机和接收机的IQ失衡进行补偿，信号IQ失衡补偿框图如图3，公式12求得的两值便是需要的补偿系数。

(401)对于发射机的失衡的补偿，我们采用预补偿方案，即对发射信号通过上变频进行预处理，这样可以避免发射端的IQ失衡经过MIMO信道和接收端的射频前端后，引入更多的干扰和误差。我们对发射信号的预补偿如下式：

$y_{\mathrm{pre}}\left(n\right)=x\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\β}}_T}{{\mathrm{\α}}_T}{x}^{*}\left(n\right)$ (公式13)

当经过预补偿的发射信号经过上变频后，等效基带信号变为：

$\begin{array}{c}y\left(n\right)={\mathrm{\α}}_T{y}_{\mathrm{pre}}\left(n\right)+{\mathrm{\β}}_T{y^{*}}_{\mathrm{pre}}\left(n\right)\\ ={\mathrm{\α}}_T(x\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\β}}_T}{{\mathrm{\α}}_T}{x}^{*}\left(n\right))+{\mathrm{\β}}_T(x^{*}\left(n\right)-\frac{{{\mathrm{\β}}_T}^{*}}{{{\mathrm{\α}}_T}^{*}}x\left(n\right))\\ =\frac{{\left|{\mathrm{\α}}_T\right|}^2-{\left|{\mathrm{\β}}_T\right|}^2}{{{\mathrm{\α}}_T}^{*}}x\left(n\right)\end{array}$ (公式14)

通过观察，如果我们估计出β_T/α_T并且在信道估计/均衡前对发射信号进行预补偿，信号的镜像干扰能够被完全补偿，而剩余的部分将在802.11aj的信道估计/均衡时被补偿。

(402)对于发射机的失衡的补偿,对接收信号的的补偿如下式所示：

$\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{comp}}\left(n\right)=y\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\β}}_R}{{{\mathrm{\α}}_R}^{*}}{y}^{*}\left(n\right)\\ ={\mathrm{\α}}_{R}x\left(n\right)+{\mathrm{\β}}_R{x}^{*}\left(n\right)-\frac{{\mathrm{\β}}_R}{{{\mathrm{\α}}_R}^{*}}({{\mathrm{\α}}_R}^{*}{x}^{*}\left(n\right)+{{\mathrm{\β}}_R}^{*}x\left(n\right))\\ =\frac{{\left|{\mathrm{\α}}_R\right|}^2-{\left|{\mathrm{\β}}_R\right|}^2}{{{\mathrm{\α}}_R}^{*}}x\left(n\right)\end{array}$ (公式15)

观察上式，可以知道x^*(t)被完全去除。所以如果我们估计出且在信道估计/均衡前对信号进行补偿，镜像干扰能够被完全补偿，而剩余的部分将在802.11aj的信道估计/均衡时被补偿。从而发射机和接收机的IQ失衡在本发明的自回环结构方案下得到补偿，无线通信系统恢复到工作状态。补偿前后发射机和接收机的EVM值如表2所示。

表2补偿前后EVM值

EVM值	补偿前/dB	补偿后/dB
			发射机	-27.6244	-53.8288
接收机	-27.6271	-53.8488

根据表1所示的参数，在802.11aj系统下，本发明分别在两种调制方式：16QAM，64QAM下进行性能仿真，获得了有IQ失衡不补偿、有IQ失衡补偿和无IQ失衡三种情况下的误码率(BER)性能图(图4，图5)，验证了本发明的有效性。从仿真结果看出，对比没有经过IQ失衡补偿的情况，本发明的方案使整个系统的性能明显地提高了，并接近于没有IQ失衡存在的情况。

Claims (5)

1.一种自回环结构的收发联合IQ失衡估计和补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)将信号的上变频单元和下变频单元级联起来，形成自回环结构，得到第一失衡模型；通过一个90°相移器将上变频单元和下变频单元再次级联起来，形成另一个自回环结构，得到第二失衡模型；

(2)运用训练序列，对两个失衡模型进行联立求解，分别估算出发射机和接收机IQ失衡补偿所需的参数；

(3)根据补偿系数，对发射信号进行预处理，消除发射端的IQ失衡；对接收信号处理，消除接收端的IQ失衡。

2.如权利要求1所述的收发联合IQ失衡估计和补偿方法，其特征在于，所述两个失衡模型通过开关可切换自回环结构构造。

3.如权利要求1所述的收发联合IQ失衡估计和补偿方法，其特征在于，所述发射机和接收机IQ补偿系数的求解方法为：

设发射两段不同的复数训练序列x₁(n)和x₂(n)，经过IQ失衡后，收到的信号为y₁(n)和y₂(n)，联立两个方程，可得：

             (公式10)

其中α和β表示失衡因子；

针对两种自回环结构，用上述训练序列法分别求出α₁、β₁和α₂、β₂，即：

                 (公式11)

其中α_Tα_R+β_T ^*β_R＝α₁，α_Rβ_T+α_T ^*β_R＝β₁表示第一失衡模型的失衡因子，α_Tα_R-β_T ^*β_R＝α₂，α_Rβ_T-α_T ^*β_R＝β₂表示第二失衡模型的失衡因子；

通过公式11，可以求得补偿系数：

       (公式12)。

4.如权利要求1所述的收发联合IQ失衡估计和补偿方法，其特征在于，所述发射信号预补偿的具体公式为：

             (公式13)

其中x(n)为初始发射信号，为发射机的补偿系数。

5.如权利要求1所述的收发联合IQ失衡估计和补偿方法，其特征在于，所述接收信号的补偿的具体公式为：

               (公式16)

其中y(n)为最终接收的信号，为接收机的补偿系数。